无线感应功率传输的制作方法
本发明涉及感应功率传输，并且具体地但非排他性地，涉及一种提供使用与qi规范兼容的元件的感应功率传输的功率发射器。
背景技术：
使用中的便携式和移动设备的数量和种类在过去十年迅猛增长。例如，移动电话、平板计算机、媒体播放器等的使用已经变得无处不在。这样的设备通常由内部电池供电，并且典型的使用场景经常要求对电池再充电或者从外部电源对设备直接有线供电。
大多数当今的系统要求从外部电源对布线和/或显式的电气接触供电。然而，这往往不切实际，并且要求用户物理地插入连接器或者以其他方式建立物理电气接触。它也通过引入导线长度而倾向于对用户来说是不方便的。典型地，功率要求也显著不同，并且当前大多数设备设有其自身的专用电源，导致典型的用户具有大量不同的电源，每个电源专用于特定设备。尽管内部电池的使用可以避免使用期间到电源的有线连接的需求，但是这仅仅提供了部分解决方案，因为电池将需要再充电（或者替换，这是昂贵的）。电池的使用也可能大幅增加重量并且潜在地增大设备的成本和尺寸。
为了提供显著改善的用户体验，已经提出了使用无线电源，其中功率从功率发射器设备中的发射器线圈感应传输至各设备中的接收器线圈。
经由磁感应的功率发射是一种公知的概念，主要应用在变压器中，在初级发射器线圈与次级接收器线圈之间具有紧耦合。通过在两个设备之间分离初级发射器线圈和次级接收器线圈，这些设备之间的无线功率传输基于松耦合变压器的原理而变得可能。
这样的布置允许到设备的无线功率传输而无需任何导线或者进行物理电气连接。事实上，它可以简单地允许将设备置于发射器线圈邻近或者之上以便从外部对其再充电或者供电。例如，功率发射器设备可以布置成具有水平表面，设备可以简单地置于该表面上以便对其供电。
此外，这样的无线功率传输布置可以有利地设计成使得功率发射器设备可以与一系列功率接收器设备一起使用。特别地，定义了并且当前正在进一步开发称为qi标准的无线功率传输标准。该标准允许满足qi标准的功率发射器设备与也满足qi标准的功率接收器设备一起使用，这些设备不必来自同一制造商或者不必专用于彼此。qi标准进一步包括用于允许操作适应特定功率接收器设备（例如取决于特定功率耗用）的一些功能。
qi标准由无线电力联盟开发，并且更多的信息可以例如见诸其网站：http://www.wirelesspowerconsortium.com/index.html，其中具体地可以找到定义的标准文档。
qi无线功率标准描述了功率发射器必须能够向功率接收器提供有保证的功率。需要的特定功率水平取决于功率接收器的设计。为了规定有保证的功率，定义了一组测试功率接收器和负载条件，其描述了用于每个条件的有保证的功率水平。
许多诸如例如qi之类的无线功率发射系统支持从功率接收器到功率发射器的通信，从而使得功率接收器能够提供可以允许功率发射器适应特定功率接收器的信息。
在许多系统中，这样的通信借助于功率传输信号的负载调制。特别地，通信通过功率接收器执行负载调制而实现，其中由功率接收器应用到次级接收器线圈的加载被改变以便提供功率信号的调制。所产生的电气特性的变化（例如电流消耗的变动）可以被功率发射器检测和解码（解调）。
因此，在物理层，从功率接收器到功率发射器的通信信道使用功率信号作为数据载波。功率接收器对负载调制，其通过发射器线圈电流或电压的幅度和/或相位的变化检测。
负载调制在qi中的应用的更多的信息可以例如见诸qi无线功率规范（版本1.0）的第1部分第6章。
为了进行负载调制，从发射器电感器生成的功率传输信号相应地用作用于在功率接收器处的功率传输信号的加载的变化而引入的负载调制的载波信号。为了提供改进的功率传输性能，通信可靠性当然有必要尽可能高，并且特别地比特或消息错误率有必要最小化。然而，负载调制性能取决于许多不同的操作特性和参数，包括例如功率传输信号的频率、用于负载调制的不同负载的特定负载值等等。
因此，在使用负载调制的功率传输系统中实现最优的通信性能可能经常是困难的。这个方面尤其关键，因为性能经常是通信性能与其他操作特性和性能之间的折衷。例如，在最优功率传输性能的愿望与最优通信性能的愿望之间经常存在矛盾。这样的问题对于功率接收器与功率发射器的电感器之间的耦合的较低值通常特别关键，并且因此对于其中这些电感器之间的距离可能增加的应用是特别关键的。
因此，一种改进的功率传输方法将是有利的。特别地，一种允许改进操作、改善功率传输、提高灵活性、便利的实现方式、便于操作、改善通信、降低通信错误、改进功率控制和/或提高性能的方法将是有利的。特别地，在许多场景中，在减小的耦合因子下改善通信将是有利的，这诸如例如针对功率接收器与功率发射器线圈之间的增大的距离而发生。
技术实现要素：
因此，本发明寻求优选地单独地或者以任意组合缓解、减轻或者消除上面提到的缺点中的一个或多个。
依照本发明的一个方面，提供了一种用于使用感应功率信号向功率接收器无线地提供功率的功率发射器，该功率发射器包括：可变谐振电路，用于响应于驱动信号生成感应功率信号，该可变谐振电路具有谐振频率，该谐振频率是可变谐振频率；驱动器，用于生成用于可变谐振电路的驱动信号，该驱动信号具有操作频率；负载调制接收器，用于解调功率接收器对感应功率信号的负载调制并且用于生成解调质量度量；以及调适器，用于调适操作频率和谐振频率以便聚集，操作频率和谐振频率的调适进一步响应于解调质量度量。
本发明在许多无线功率传输系统中可以提供改进的性能，并且特别地可以通过负载调制提供改进的通信。在许多实施例中，可以实现改进的功率传输，尤其是改进的功率传输效率，同时仍然提供基于功率信号的负载调制的可靠通信。
发明人特别地认识到，互调失真可能使负载调制通信退化，但是可以通过控制功率发射器的谐振频率和驱动信号的操作频率并且使其相联系而有效地减轻。然而，他们进一步认识到，这在一些场景中可能使诸如调制深度之类的其他通信参数退化。发明人进一步认识到，这可以通过调适操作频率和初级谐振频率而减轻，二者均寻求聚集这些频率并且考虑到解调质量度量。
本发明可以例如提供降低的互调失真，同时确保对其他通信特性的任何退化都维持在可接受的极限内。
调适器可以通过对于操作频率和谐振频率而言均相同的目标或者稳态频率聚集操作频率和谐振频率。在一些实施例中，调适以便聚集操作频率和谐振频率可以包括或者存在于维持操作频率和谐振频率的（例如所需的最小）聚集。在一些实施例中，调适以便聚集操作频率和谐振频率可以包括或者存在于将操作频率和初级谐振频率控制为基本上相同。在一些实施例中，调适以便聚集操作频率和谐振频率可以包括或者存在于将操作频率和初级谐振频率控制为具有小于阈值的差异。该阈值可以充分小于数据符号（典型地为比特）时间段的倒数，例如典型地不高于数据符号（典型地为比特）时间段的倒数的十分之一。在许多实施例中，阈值可以小于500hz、200hz、100hz、50hz或者10hz。
在一些实施例中，调适器可以被布置成通过维持操作频率与初级谐振频率之间的固定关系而聚集它们。所述关系特别地可以是相等，即，调适器可以为操作频率和初级谐振频率维持相同的频率。在一些实施例中，操作频率和初级谐振频率可以通过单一公共信号进行控制。因此，所述固定关系以及因而所述聚集可以通过从该相同的公共信号控制操作频率和初级谐振频率而实现。
在一些实施例中，调适器可以被布置成通过将操作频率和初级谐振频率朝彼此偏置而聚集它们。
功率信号可以不是用于向功率接收器提供高功率传输的主功率传输信号。在一些场景中，它可以主要用作用于负载调制的通信载波，并且可以例如仅仅向功率接收器本身的元件或者甚至仅仅向用于负载调制的负载提供功率。
功率接收器可以向外部负载提供功率，例如用于对电池充电或者向设备供电。
在下面的意义上，操作频率和谐振频率的调适可以响应于解调质量度量：调适基于/考虑到/取决于/基于/反映解调质量度量和/或是解调质量度量的函数。在下面的意义上，调适可以响应解调质量度量：操作频率和谐振频率反映/取决于解调质量度量/被确定为解调质量度量的函数。
负载调制接收器可以被布置成在到功率接收器的功率传输期间生成解调质量度量。特别地，负载调制接收器可以被布置成在功率传输阶段期间（其中功率通过感应功率信号传输至功率接收器）生成解调质量度量。在许多实施例中，可以以不小于0.2hz、0.5hz、1hz、10hz、100hz或者可能甚至更高的重复率生成解调质量度量值。在一些实施例中，可以在功率传输阶段期间基本上连续地生成解调质量度量值。
类似地，调适器可以被布置成在到功率接收器的功率传输期间调适操作频率和谐振频率。特别地，调适器可以被布置成在功率传输阶段期间（其中功率通过感应功率信号传输至功率接收器）调适操作频率和谐振频率。在许多实施例中，可以以不小于0.2hz、0.5hz、1hz、10hz、100hz或者可能甚至更高的更新率调适操作频率和谐振频率。在一些实施例中，操作频率和谐振频率的调适可以在功率传输阶段期间是基本上连续的。
在许多实施例中，当解调负载调制时，解调质量度量可以反映负载调制接收器接收的数据的错误概率和/或解调可靠性。解调质量度量特别地可以反映接收的数据的解调可靠性，例如错误率或者信噪比。负载调制接收器可以被布置成基于为正从功率接收器接收的正在进行的负载调制的数据发射评估解调性能度量而确定解调质量度量。
依照本发明的一个可选的特征，解调质量度量包括调制深度度量，其反映用于针对感应功率传输的不同调制负载的可变谐振电路的电流和电压中的至少一个的测量的差异度量。
这在许多场景中可以提供改进的性能，并且特别地可以提供用于控制操作频率和初级谐振频率的值的高效度量。
依照本发明的一个可选的特征，解调质量度量包括数据解调错误率。
这在许多场景中可以提供改进的性能，并且特别地可以提供用于控制操作频率和初级谐振频率的值的高效度量。
依照本发明的一个可选的特征，调适器被布置成响应于检测到数据解调错误率超过阈值而改变操作频率和谐振频率。
这可以提供特别低的复杂度和有效控制。例如，系统可以允许响应于其他特性控制聚集的操作频率和初级谐振频率，除非这导致不可接受的错误率，在这种情况下，可以改变操作频率和初级谐振频率以便再次提供可接受的错误率。
依照本发明的一个可选的特征，调适器进一步被布置成确定功率传输属性，该功率传输属性是到功率接收器的功率传输的属性，并且调适器被布置成响应于该功率传输属性调适操作频率和谐振频率。
这可以提供特别有利的操作。特别地，操作频率和初级谐振频率的控制可以同时被控制以提供改进的功率传输和通信。因此，该方法可以提供一种用于控制对于功率传输最优化和通信可靠性最优化的折衷和矛盾的偏好的有效且低复杂度的方法。
功率传输属性特别地可以是感应功率信号的属性，例如指示感应功率信号的功率水平或者功率传输信号的效率（反映感应功率信号的功率与功率接收器提取的功率之间的差异）的值。
依照本发明的一个可选的特征，功率传输属性反映了用于功率信号的功率水平和功率传输效率度量中的至少一个。
这可以提供特别有利的性能，并且特别地可以提供通信与功率传输考虑因素和功能之间的有利折衷和协作。
依照本发明的一个可选的特征，功率发射器包括用于响应于接收自功率接收器的功率请求而调适驱动信号的占空比的功率控制器。
这可以允许高效的功率控制，而同时在聚集操作频率和初级谐振频率方面提供增大的自由度。
依照本发明的一个可选的特征，调适器被布置成调适操作频率和谐振频率以便偏离最大功率传输效率频率。
这可以提供改进的性能。特别地，调适器可以被布置成调适操作频率和初级谐振频率以便提高功率效率，但是解调质量度量的考虑可以防止其被最大化。特别地，发明人认识到，这可能使负载调制通信的可靠性退化。
依照本发明的一个可选的特征，调适器被布置成响应于指示谐振频率与操作频率之间的互调的互调度量而调适谐振频率和操作频率。
这在许多场景中可以提供有利的性能和/或便利的实现方式。
依照本发明的一个可选的特征，调适器被布置成响应于解调质量度量而执行谐振频率和谐振频率的联合调适，该联合调适维持操作频率与谐振频率之间的固定关系。
这在许多实施例中可以提供改进的性能。联合调适可以生成直接转化成用于操作频率和初级谐振频率二者的频率值的单一输出。固定关系可以是相等，即，联合调适可以使得操作频率和初级谐振频率总是相同的。因此，联合调适被布置成将操作频率和谐振频率维持为基本上相同。
依照本发明的一个可选的特征，功率发射器被布置成响应于针对参考数据模式的测量的负载调制和期望的负载调制的比较而确定解调质量度量。
这在许多实施例中可以提供更精确的解调质量度量以及因此改进的性能。
依照本发明的一个可选的特征，谐振电路包括电容式阻抗和电感式阻抗；功率发射器进一步包括频率修改电路，该电路用于通过针对驱动信号的至少一些周期的部分（fractional）时间间隔减缓电容式阻抗和电感式阻抗中的至少一个的状态变化而控制谐振频率，所述频率修改电路被布置成将所述部分时间间隔的开始时间和结束时间中的至少一个与定时信号的过渡对齐；并且驱动器被布置成生成该定时信号以便具有与驱动信号同步的过渡。
这在许多无线功率传输系统中可以提供改进的性能。它可以提供对于功率发射器的促进和/或改进的调适以便提供功率发射器与不同功率接收器的匹配。该方法可以允许功率发射器适应功率接收器，从而例如允许功率发射器与一系列功率接收器一起使用。
该方法特别地可以提供一种非常高效的维持操作频率与初级谐振频率之间的聚集的方式，并且因此可以降低互调且改进通信。
状态变化的减缓可以是相对于仅仅包括电容式阻抗和电感式阻抗的谐振电路的减缓。电容式阻抗和电感式阻抗典型地可以以串联或者并联谐振配置耦合。状态特别地可以是能量状态，并且特别地可以是电容式阻抗上的电压和/或通过电感式阻抗的电流。
所述部分时间间隔具有小于驱动信号的时间段的持续时间，并且典型地具有小于驱动信号的时间段一半的持续时间。开始时间和结束时间典型地可以是相对于每个周期（部分时间间隔存在于其中）的时刻/时间事件的时刻。例如，可以相对于驱动信号的零交叉考虑开始时间和结束时间。
电容式阻抗典型地可以是电容器，并且电感式阻抗典型地可以是电感器。然而，在一些实施例中，电容式阻抗和/或电感式阻抗可以例如也包括电阻式部件（典型地，真实世界部件往往具有与损耗等等相应的电阻式部件）。
所述部分时间间隔的持续时间越长，谐振频率典型地可以降低。频率修改电路可以降低电容式阻抗和电感式阻抗的自然谐振频率（相应于这样的频率：在该频率下，它们将在仅仅由电容式阻抗和电感式阻抗组成的谐振电路中振荡）。在许多实施例中，可以通过功率发射器例如通过改变用于部分时间间隔的开始时间和/或结束时间增大所述部分时间间隔的持续时间而改变有效谐振频率。
在一些实施例中，功率发射器可以被布置成通过增大部分时间间隔的持续时间而降低谐振频率。
除了部分时间间隔定时与其对齐的过渡之外，定时信号还可以包括其他过渡。这样的其他过渡在许多场景中可以被频率修改电路忽略（例如，频率修改电路可以仅仅对齐正边缘过渡并且忽略负边缘过渡，或者反之亦然）。定时信号的过渡可以是定时信号的值或者属性的任何变化，所述变化可以被检测并且可以针对所述变化确定定时。在许多实施例中，定时信号可以被布置成在两个值之间过渡，并且所述过渡可以是这两个值之间的过渡，或者例如可以仅仅是一个方向上的过渡。
功率信号可以不是用于向功率接收器提供高功率传输的主功率传输信号。在一些场景中，它主要可以用作用于负载调制的通信载波，并且可以例如仅仅向功率接收器本身的元件提供功率，或者甚至仅仅向用于负载调制的负载提供功率。
功率接收器可以向外部负载提供功率，例如用于对电池充电或者向设备供电。
部分时间间隔的开始或结束时间与定时信号的过渡的对齐在许多场景中可以相应于开始或结束时间基本上与过渡重合，例如在周期时间的1/50内。
功率发射器可以被布置成通过在部分时间间隔期间阻碍电感式阻抗与电容式阻抗之间的能量流动而减缓状态变化。
这在许多场景中可以提供改进的性能，并且特别地可以提供谐振频率的有效调节。该方法可以促进实现。可以在从电容式阻抗到电感式阻抗、从电感式阻抗到电容式阻抗时，或者既在它从电感式阻抗到电容式阻抗时又在它从电容式阻抗到电感式阻抗时阻碍能量流动。
阻碍能量流动可以包括降低能量流动和完全防止任何能量流动二者。
在许多实施例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间阻碍感应谐振与电容式阻抗之间的电流流动而减缓状态变化。
这可以提供特别有效的控制，并且可以提供一种实用的实现方式。电流流动可以是正向或负向电流流动。阻碍电流流动可以包括降低电流流动和完全防止任何电流流动二者。
依照本发明的一个可选的特征，频率修改电路包括开关和整流器，并且频率修改电路被布置成将开始时间和结束时间中的一个与过渡对齐，并且将开始时间和结束时间中的另一个与不导通与导通状态之间的整流器切换对齐。
这可以提供特别低复杂度且有效的控制。特别地，它在许多场景中可以允许自动适应用于减缓状态变化的适当时间，例如特别地适应适当的零交叉。
依照本发明的一个方面，提供了一种用于功率发射器的操作方法，该功率发射器用于使用感应功率信号向功率接收器无线地提供功率，该功率发射器包括：可变谐振电路，用于响应于驱动信号生成感应功率信号，该可变谐振电路具有谐振频率，该谐振频率是可变谐振频率；所述方法包括：生成用于可变谐振电路的驱动信号，该驱动信号具有操作频率；解调功率接收器对感应功率信号的负载调制；生成解调质量度量；以及调适操作频率和谐振频率以便聚集，操作频率和谐振频率的调适进一步响应于解调质量度量。
依照本发明的一个方面，提供了一种无线功率传输系统，该系统包括功率接收器和用于使用感应功率信号向功率接收器无线地提供功率的功率发射器；该功率发射器包括：可变谐振电路，用于响应于驱动信号生成感应功率信号，该可变谐振电路具有谐振频率，该谐振频率是可变谐振频率；驱动器，用于生成用于可变谐振电路的驱动信号，该驱动信号具有操作频率；负载调制接收器，用于解调功率接收器对感应功率信号的负载调制并且用于生成解调质量度量；以及调适器，用于调适操作频率和谐振频率以便聚集，操作频率和谐振频率的调适进一步响应于解调质量度量。
依照本发明的一个可选的特征，功率发射器进一步包括用于将参考数据模式的指示发射至功率接收器的发射器，功率接收器被布置成利用参考数据模式的指示所指示的参考数据模式对功率信号进行负载调制，并且功率发射器被布置成响应于针对参考数据模式的测量的负载调制和期望的负载调制的比较而确定解调质量度量。
这在许多实施例中可以提供更精确的解调质量度量以及因此改进的性能。此外，它可以提供更灵活的方法。
依照本发明的一个可选的特征，功率接收器被布置成利用参考数据模式对功率信号进行负载调制，并且功率发射器被布置成响应于针对参考数据模式的测量的负载调制和期望的负载调制的比较而确定解调质量度量，功率接收器被布置成确定相对于接收自功率发射器的定时信号的用于通过参考数据模式对功率信号进行负载调制的定时。
这在许多实施例中可以提供更精确的解调质量度量以及因此改进的性能。此外，它可以促进功率发射器与功率接收器之间的同步。
本发明的这些和其他方面、特征和优点根据以后描述的实施例将是清楚明白的，并且将参照所述实施例进行阐述。
附图说明
本发明的实施例将仅仅通过实例的方式参照附图进行描述，在附图中
图1图示出依照本发明一些实施例的功率传输系统的元件的一个实例；
图2图示出依照本发明一些实施例的功率传输系统的元件的一个实例；
图3图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图4图示出用于依照本发明一些实施例的功率发射器的半桥逆变器的元件的一个实例；
图5图示出用于依照本发明一些实施例的功率发射器的全桥逆变器的元件的一个实例；
图6图示出用于依照本发明一些实施例的功率传输系统的等效示意图的一个实例；
图7-11图示出不同功率传输系统的信号和不同操作特性的实例；
图12图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图13图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图14图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的信号的实例；
图15图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图16图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图17图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图18图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图19图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的信号的实例；
图20图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图21图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的信号的实例；
图22图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图23图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图24图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的元件的一个实例；
图25图示出依照本发明一些实施例的功率发射器的信号的实例。
具体实施方式
以下描述专注于适用于利用例如从qi规范获悉的功率传输方法的无线功率传输系统的本发明实施例。然而，应当领会的是，本发明并不限于该应用，而是可以应用到许多其他的无线功率传输系统。
图1图示出依照本发明一些实施例的功率传输系统的一个实例。功率传输系统包括功率发射器101，该功率发射器包括（或者耦合到）发射器线圈/电感器103。系统进一步包括第一功率接收器105，该第一功率接收器包括（或者耦合到）接收器线圈/电感器107。
系统提供从功率发射器101到第一接收器105的无线感应功率传输。特别地，功率发射器101生成无线感应功率信号（也称为功率信号、功率传输信号或者感应功率信号），该信号作为磁通量通过发射器线圈103传播。该功率信号典型地可以具有大约100khz至大约200khz之间的频率。发射器线圈103和接收器线圈107松耦合，并且因此接收器线圈107拾取来自功率发射器101的功率信号（的至少一部分）。因此，功率经由从发射器线圈103到接收器线圈107的无线感应耦合从功率发射器101传输至功率接收器105。术语功率信号主要用来指发射器线圈103与接收器线圈107之间的感应信号/磁场（磁通量信号），但是应当领会的是，等效地，它也可以被认为是且用作提供给发射器线圈103或者被接收器线圈107拾取的电气信号的参考。
图2稍微更详细地图示出图1的系统的一个特定实例的系统架构。在该实例中，功率发射器101的输出电路包括包含发射器电感器103的谐振槽或者谐振电路201（在图2中，发射器电感器103为了清楚起见被示为在谐振电路201的外部，但是被认为是它的一部分）。功率发射器101的谐振电路201也将被称为初级谐振电路201。谐振电路201典型地可以是串联或者并联谐振电路，并且特别地可以存在于与发射器电感器103并联（或者串联）耦合的谐振电容器中。感应功率信号通过从生成具有适当操作频率（典型地在20-200khz频率范围内）的驱动信号的驱动器203驱动输出谐振电路而生成。因此，可变谐振电路/初级谐振电路201被布置成响应于驱动信号生成感应功率信号。
类似地，功率接收器105的输入电路包括包含接收器电感器107的谐振电路或者谐振槽205（在图2中，接收器电感器107为了清楚起见被示为在谐振电路205的外部，但是被认为是它的一部分）。功率接收器105的谐振电路205也将被称为次级谐振电路205。次级谐振电路205典型地可以是串联或者并联谐振电路，并且特别地可以存在于与接收器电感器107并联（或者串联）耦合的谐振电容器中。次级谐振电路205耦合到功率转换器207，该转换器将接收的功率传输信号，即由次级谐振电路205提供的感应的信号转换成提供给外部负载209的功率（典型地通过执行技术人员公知的ac/dc转换）。典型地，两个谐振电路201、205具有彼此接近的谐振频率以便在功率接收器105处实现足够的信号幅度。
负载可以例如为电池，并且功率提供可以是为了对电池充电。因此，在一些实施例中，下面的描述可以适用于实现一种无线地对电池充电的方法的场景。作为另一个实例，负载可以是设备，并且功率提供可以是为了对设备供电。因此，在一些实施例中，下面的描述可以适用于实现一种无线地对设备供电的场景。
在系统中，初级谐振电路201的谐振电路201不是固定谐振电路，而是一种具有谐振频率的可变谐振电路，该谐振频率是可变谐振频率。因此，谐振电路201的有效谐振频率可以例如通过改变谐振电路201的电感器和/或电容器的部件特性而改变。
图2的系统因此采用了一种可调整/可调适/可变谐振电路以便提供附加的功能和/或改进的操作。特别地，可变谐振电路201的使用可以允许调适谐振电路201的谐振频率以便与次级谐振电路205的谐振频率相应。这样的调适可以提供改进的功率传输，特别是可以提供提高的功率效率。
例如，此后称为初级谐振频率的初级谐振电路201的谐振频率可以被设置为与此后称为次级谐振频率的次级谐振电路205的谐振频率充分相似，以便允许所述耦合在所谓的谐振机制（regime）下操作。
当在该模式下操作时，系统可以在低耦合因子下且以可接受的效率操作。功率发射器可以通过在与其中内部损耗最低的其谐振频率接近的频率下操作而实现该效率。低耦合因子实现了大得多的定位公差，或者关于手持式设备的形状和尺寸的大得多的设计自由度。这样，在谐振机制下操作是有吸引力的。
应当领会的是，可以使用任何适当的用于改变初级谐振频率的方法。例如，谐振频率的变动可以通过在功能上允许谐振电感器或电容器是可调节的来实现。
在一些低复杂度实施例中，可变电容器可以例如通过多个并联电容器实现，这些电容器中的每一个与开关串联。例如，可以提供多个电容器，每个电容器近似具有先前的电容器的一半电容。通过切换单独的电容器进出，可以以与最小电容器的电容相应的分辨率实现高达最大电容器的电容的两倍的任何电容。
应当领会的是，可替换地或者此外，可变性可以例如通过切换进出电感器的部分或者对例如串联电容器短路等等而实现。
在许多实施例中，一种特别有利的方法可以用于调适谐振电路201的有效谐振频率。在该方法中，可以针对谐振电路的自然谐振的一些周期的时间段的一定份额控制电感器电流和/或电感器电压，所述时间段的份额的持续时间确定电路的有效谐振频率。该方法将在后面更详细地加以描述。
图3更详细地图示出图1的功率发射器101的一些示例性元件。
图3图示出驱动器203耦合至初级谐振电路201，该初级谐振电路在该实例中被示为包括发射线圈103和谐振电容器300。初级谐振电路201在该实例中是可变谐振电路，其中谐振频率可以变化。特别地，在一些实施例中，谐振电容器300可以是可控可变电容器。
驱动器203生成变化的（且典型地为ac）电压驱动信号，该信号应用到谐振电容器300和发射器线圈103。在其他实施例中，初级谐振电路201可以是串联谐振电路，并且电压驱动信号可以跨电容器和电感器应用（从而也向发射器线圈103提供驱动信号）。在一些实施例中，驱动器203可以直接（或间接）耦合到发射线圈103，并且电压驱动信号可以提供给发射线圈103。
因此，在系统中，驱动器203生成驱动信号，该信号被馈送至初级谐振电路201/发射线圈103，使得发射线圈103生成向功率接收器105提供功率的功率信号。驱动器203被布置成生成用于可变谐振电路201的驱动信号。该驱动信号具有操作频率。
驱动器203生成被馈送至发射器线圈103的电流和电压。驱动器203典型地为从dc电压生成交变信号的逆变器形式的驱动电路。驱动器203的输出典型地为开关桥，其通过开关桥的开关的适当切换生成驱动信号。图4示出了一种半桥开关桥/逆变器。开关s1和s2被控制成使得它们永远都不同时闭合。可替换地，在s2打开时s1闭合，并且在s1打开时s2闭合。这些开关以希望的频率打开和闭合，从而在输出处生成交变信号。典型地，逆变器的输出经由谐振电容器连接至发射器线圈。图5示出了一种全桥开关桥/逆变器。开关s1和s2被控制成使得它们永远都不同时闭合。开关s3和s4被控制成使得它们永远都不同时闭合。可替换地，在s2和s3打开时开关s1和s4闭合，并且然后在s1和s4打开时s2和s3闭合，从而在输出处创建方波信号。这些开关以希望的频率打开和闭合。
因此，驱动器203生成具有给定操作频率的驱动信号，并且将该信号应用到初级谐振电路201。
驱动器203也耦合至发射器控制器301，该控制器包括用于操作功率传输功能的控制功能并且该控制器特别地可以包括被布置成酌情依照qi规范操作功率发射器101的控制器。例如，发射器控制器301可以被布置成控制功率发射器101执行不同的qi阶段，包括识别与配置阶段和功率传输阶段。
在本实例中，功率发射器101包括由驱动器203驱动的单个发射器线圈103。因此，无线感应功率信号由单个发射器线圈103生成。然而，应当领会的是，在其他实施例中，无线感应功率信号可以通过由驱动器例如并行驱动的多个发射器线圈生成。特别地，通过驱动器203的相应（从属）输出信号驱动的多个发射器线圈可以用来生成无线感应功率信号。例如，两个发射器线圈可以置于不同的位置以便为两个功率接收器提供两个充电点。可以从驱动器203向这两个线圈馈送相同的输出信号。这可以允许无线感应功率信号/磁场的改进的分布以便支持多个充电点。
功率发射器101进一步包括解调器303形式的负载调制接收器，其被布置成接收来自功率接收器105的数据消息。特别地，解调器303被布置成对无线感应功率信号的负载调制解调以便确定从功率接收器105发射的相应数据。负载调制接收器/解调器303因此被布置成解调功率接收器对于感应功率信号的负载调制。
在物理层面上，从功率接收器105到功率发射器101的通信信道通过使用无线感应功率信号作为通信载波而实现。功率接收器105通过调制接收器线圈107的负载而发射数据消息。
在图1的布置中，功率接收器105对无线感应功率信号进行负载调制。功率接收器105可以例如通过下述做到这点：连接和断开与接收线圈107并联耦合的电容器，从而改变功率接收器105的谐振以及因而负载特性。这些变化导致功率发射器侧功率信号的相应变动，特别是发射器电感器103的电流和电压的变动。这些变化直接地或者间接地通过功率发射器101检测，并且用来解调来自功率接收器105的负载调制数据。
负载调制可以例如通过驱动信号电流/电压的幅度和/或相位的变化，通过发射器线圈103的电流/电压的变化，和/或谐振电路的电流/电压的变化进行检测。作为另一个实例，负载调制可以通过到驱动器203（特别是到逆变器/开关桥）的电源的电流的变化进行检测。
因此，功率接收器105可以将数据负载调制到功率信号上，功率发射器101然后可以对其解调。该方法可以例如相应于经由http://www.wirelesspowerconsortium.com/downloads/wireless-power-specification-part-1.html可获得的“无线电力联盟公布的systemdescription,wirelesspowertransfer,volumei:lowpower,part1:interfacedefinition,version1.0july2010”中对于qi的描述，其也称为qi无线功率规范，具体是第6章：通信接口（或者该规范的后续版本）。
负载调制特别地用来调适功率传输，具体地实现功率控制环，该功率控制环基于接收自功率接收器105的功率控制消息连续地调适发射的功率水平。功率控制消息通过负载调制传送。
为了实现高效的性能，重要的是提供从功率接收器105到功率发射器101的高性能负载调制通信。然而，在常规的功率传输系统中，通信在一些场景和情形下往往是次优的，导致增加的通信错误和次优的功率传输性能。这在功率发射器与功率接收器之间的耦合为低时变得尤其重要。
如所提及的，在系统中，解调器303被布置成通过检测经过发射器线圈103的电流和/或发射线圈103上的电压的幅度和/或相位变动对负载调制解调。相应地，解调器303耦合至初级谐振电路201并且被布置成测量经过发射器线圈103的电感器电流和跨发射器线圈103的电感器电压中的至少一个。
在一些实施例中，电感器电流和/或电压可以诸如例如通过测量到驱动器203的逆变器的电源电流变动或者通过测量谐振电容器的电流或电压等等间接地确定。然而，在本特定实例中，电感器电流/电压通过直接感测电感器电流或电压而确定。
功率发射器101进一步包括调适器305，该调适器耦合到初级谐振电路201和驱动器203，并且其被布置成调适/控制驱动信号的操作频率和初级谐振电路201的初级谐振频率二者。
调适器305被布置成调适初级谐振频率和操作频率，使得这些频率朝彼此聚集。因此，调适器305被布置成朝着相同的值偏置/驱动初级谐振频率和操作频率。例如，调适器305可以被布置成朝着相同的目标频率驱动初级谐振频率和操作频率二者。在一些实施例中，调适器305可以允许用于操作频率的目标频率与用于初级谐振频率的目标频率之间的相对较小的差异，例如，在一些实施例中，调适器305可以被布置成通过朝着目标频率偏置操作频率和初级谐振电路201而聚集它们，在所述目标频率下，调适器305被布置成确保这些目标频率之间的差异低于阈值。
目标频率可以被认为是稳态目标频率，即，在操作条件恒定的条件下操作频率和初级谐振频率将达到的频率。
在大多数实施例中，调适器305可以被布置成将谐振频率和操作频率调适为基本上相等。因此，调适器305被布置成聚集操作频率和初级谐振频率，使得稳态操作频率将基本上等于稳态初级谐振频率。稳态频率可以是在操作特性保持恒定的情况下所产生的频率。
事实上，在一些实施例中，调适器305可以被布置成通过保持操作频率和初级谐振频率基本上相同而聚集这些频率，即所述聚集可以相应于维持操作频率和初级谐振频率基本上相同。事实上，在一些实施例中，所述聚集可以是连续地维持操作频率和初级谐振频率完全聚集、即连续地维持初级谐振频率和操作频率相等的调适器中所固有的。这种实现方式的一个特定实例将在后面进行描述。
在一些实施例中，调适器305可以例如包括用于调适操作频率和初级谐振频率的不同控制环。然而，这些控制环可以被操作成使得它们朝着相同的值驱动各个频率。
这可以例如通过一个控制环被布置成跟踪另一个控制环的输出而实现。
例如，在一些实施例中，调适器305可以包括第一控制环，其响应于包括例如希望的功率传输特性（例如功率传输效率）在内的各种不同的操作参数设置操作频率。此外，调适器305可以包括第二控制环，其调节初级谐振频率以便跟随操作频率。因此，第二控制环可以仅仅是寻求将初级谐振频率设置为与操作频率相同的值的控制环。在许多实施例中，第二控制环的响应时间可以比第一控制环的响应时间快若干倍，导致初级谐振频率密切跟踪操作频率。
应当领会的是，在其他实施例中，第一控制环可以设置初级谐振频率，并且第二控制环可以控制操作频率以便跟踪初级谐振频率。
在其他实施例中，调适器305可以执行谐振频率和谐振频率的联合调适，其中该联合调适维持操作频率与谐振频率之间的固定关系。例如，单个控制环可以生成直接控制或者设置操作频率和初级谐振频率二者的单个信号。该单个信号可以直接控制操作频率和初级谐振频率，使得尽管公共频率可能变化，但是这些频率是相同的。因此，系统可以实现操作频率与初级谐振频率之间的固定关系，该关系是一种相等关系，即它们相同并且因此完全聚集。这种方法的实例将在后面进行描述。
因此，在图3的功率发射器中，调适器305被布置成将操作频率和初级谐振频率联系在一起，并且它特别地可以将它们锁定在一起，使得它们是相同的。
此外，调适器305被布置成响应于解调质量度量而调适操作频率和初级谐振频率。特别地，在许多实施例中，调适器305可以被布置成响应于解调质量度量而调适操作频率和初级谐振频率的平均或公共频率。例如，调适器305可以被布置成确保操作频率和初级谐振频率是相同的，并且进一步确保该公共频率取决于解调质量度量。
解调质量度量可以由解调器303生成，具体地可以由解调器303通过评估功率接收器与功率发射器之间正在进行的通信而生成。因此，解调器303可以被布置成生成解调质量度量，并且具体地可以被布置成通过确定用于功率接收器对感应功率信号的负载调制的解调的解调性能指标而生成解调质量度量。解调质量度量可以被生成为反映解码/解调的数据的可靠性，特别是可以指示解调的数据的错误率或错误概率和/或调制深度和/或用于解调的数据的信噪比。特别地，解调质量度量可以是反映解调的数据的错误概率的度量。
在许多实施例中，操作频率和初级谐振频率的调适也可以取决于诸如例如功率传输效率之类的其他参数。例如，公共频率可以首先被设置为提供最大功率传输效率。然后，可以测量通信质量。如果这是可接受的，即如果解调质量度量超过阈值，那么系统可以继续在该频率下操作。然而，如果解调质量度量没有超过阈值，那么可以例如按预定量改变公共频率。如果这没有导致可接受的解调质量，那么可以重复该过程，直到解调质量度量超过阈值。
在许多实施例中，调适器305基于解调质量度量既聚集操作频率和初级谐振频率又调适这些频率的方法可以提供显著改进的性能。事实上，这种双控制提供了一种协同效应，其中将操作频率和初级谐振频率相联系可以提供改进的功率传输操作，解调质量度量进一步能够减轻可能由该联系所产生的不希望的副作用，例如特别是降低的对于提供负载调制的负载的变动的灵敏度。
事实上，发明人认识到，通过使这些频率相联系可以实现显著降低的互调，但是这在一些场景和操作条件下可能具有不希望的效应，这些效应可以通过考虑通信质量改变所述频率而减轻。
所述效应和认识可以通过考虑一些实际的实例加以说明。特别地，可以考虑图6的等效电路。
图6的示意图表示图1和图2的感应功率传输系统的一种简单电气模型。
初级谐振电路201由部件cp、rcp、rlp和lp表示，其中电阻器表示损耗。驱动器由vp和ri表示。次级谐振电路205由部件cs、rcs、rls和ls表示，其中电阻器表示损耗。电容器cd（电阻器rcd表示损耗）在1mhz下产生谐振，这使得使用可移动线圈的功率发射器能够定位功率接收器。电容器cm（电阻器rcm表示损耗）和开关sm表示功率接收器105的负载调制。二极管d7-d10以及cl和rl表示功率接收器105的负载（二极管提供整流）。
针对qi无线功率传输系统的典型值对该电路仿真。在这样的系统中，初级谐振频率处于fp=(93±7)khz的区间内，次级谐振频率处于fs=(100±5)khz的区间内。这两者之间的耦合因子k等于
在该实例中，可以改变驱动信号的操作频率fo和占空比d=ton/t，例如以便提供希望的功率传输特性（参见图7）。
该电路利用以下示例性的值分析：
图8图示出针对以下参数的仿真结果：k=0.05，fo=100khz，fp=93khz，fs=100khz。
前两条曲线图示出通过发射器线圈103（lp）的电流，第二条曲线图示出放大的视图。最低的曲线示出了功率接收器的负载调制（具体为用于开关sm的开关信号）。
如可以看到的，当首先接通功率信号时，振荡发生。基本上，功率发射器类似于欠阻尼谐振电路操作。事实上，振荡可以被认为是驱动信号与初级谐振电路201之间的互调效应。因此，振荡表示频率为fo-fp=7khz的互调。也可以看出，振荡逐渐消退，并且在t=2.0ms有效地衰减（主要归因于功率接收器的负载）。
在该实例中，负载调制在t=2.25ms开始，该实例提供与调制时钟频率为fm=2khz的突发信号相应的负载调制。如可以看到的，负载调制的阶跃变化有效地激发了互调，导致振荡，即，负载调制步阶可以被认为是激发欠阻尼谐振电路的阶跃函数。如可以看到的，振荡是显著的，并且可以超过或者显著地降低负载调制数据的变动造成的差异。这可能显著地降低解调的可靠性，甚至在许多场景中防止可靠的解调（补偿解调中的振荡将需要非常复杂且典型地昂贵的功能）。
图9图示出针对以下参数的仿真结果：k=0.05，fo=93khz，fp=93khz，fs=100khz。
因此，在该实例中，操作频率和初级谐振频率被设置为相同的值。
如可以看到的，这有效地移除了振荡。事实上，所述电路仍然可以被认为与欠阻尼谐振电路相应，但是不存在互调效应。结果，可以显著地促进数据的解调，并且可以执行可靠得多的解调。
因此，如图所示，通过聚集操作频率和初级谐振频率，可以实现对于负载调制的改进的解调。
图10图示出针对以下参数的仿真结果：k=0.05，fo=93khz，fp=93khz，fs=93khz。
因此，在该实例中，操作频率和初级谐振频率也被设置为相同的值。然而，与图9的场景形成对照的是，操作频率和初级谐振频率现在也与谐振频率相同。
再一次地，可以看到，由于操作频率和初级谐振频率聚集，没有发生互调振荡。
从功率传输的角度看，这种情形可能是有吸引力的，因为它可以导致非常高效的功率传输，并且事实上在许多场景中可以导致最大功率传输效率。因此，一种保持操作频率和初级谐振频率相同并且针对功率效率最优化的功率传输方法可以被驱动到这样的操作点。
然而，如可以看到的，尽管操作频率和初级谐振频率相等防止了互调振荡，但是将它们也设置为与次级谐振频率相同导致幅度不再具有对于调制负载的强依赖性，即调制/解调深度降低至非常低的水平，从而使得解调困难且不可靠。
因此，在为功率传输和为通信调适初级谐振频率/操作频率之间可能存在相冲突的要求。此外，将这些频率设置为相同或者相似的值的影响可能取决于用于负载调制的特定负载。
例如，图11图示出与图10实例相应的一个实例，但是调制负载为电阻器而不是电容器。如可以看到的，在这种情况下，切换负载进出的影响可以明显区分。
在许多系统中，功率发射器可能不确切知道哪个调制负载可能被功率接收器使用。然而，在图3的功率发射器101中，调适器305可以根据解调质量度量控制聚集的频率（即操作/初级谐振频率）。因此，它特别地可以用来防止诸如图10的情形之类的情形发生。
在许多实施例中，调适器305可以被布置成响应于诸如功率传输的操作参数之类的功率传输属性进一步调适操作频率和初级谐振频率。调适器305特别地可以被布置成响应于功率传输属性调适用于操作频率和初级谐振频率的聚集/公共/目标频率。
因此，系统可以被布置成聚集操作频率和初级谐振频率，并且特别地保持操作频率和初级谐振频率相互锁定，同时基于功率传输操作和通信操作二者的考虑调节该公共频率。
功率传输属性特别地可以是功率传输效率度量。例如，调适器305可以被布置成调适公共频率，使得在通信质量保持足够高的情况下，尽可能地提高功率效率。朝着最大效率的调适典型地将朝着次级谐振频率驱动公共频率。然而，由于对于一些负载调制方法（特别是电容性负载调制方法）而言，这将导致解调深度降低以及因而通信质量降低，调适器305可以被布置成检测解调质量度量何时下降到低于给定阈值。当这种情况发生时，调适器305可以朝着不太功率高效的设置（即朝着提供更好的通信的设置）改变频率。
因此，在该实例中，调适器305被布置成调适操作频率和谐振频率，使得它们偏离最大功率传输效率频率，即它们偏离功率传输具有最高效率所在的频率。尽管希望的是提高效率，并且事实上调适器305可以被布置成使系统朝着效率提高偏置，但是这受制于解调质量度量满足可接受性准则的要求。如图10所示，这在对于其而言效率最大的频率下通常不可行，并且因此调适器305被布置成防止公共频率达到该值。
功率传输效率可以例如通过功率发射器计算供应给发射器线圈103的总功率而确定。功率接收器105可以计算接收线圈107接收的总功率，并且可以将该值传送回功率发射器。功率发射器然后可以计算这些值之间的比值以便确定功率传输效率。作为另一个实例，发射的和接收的功率之间的差异，该差异可以用作功率传输效率的指示，即该差异也可以用作功率传输效率度量。
在一些实施例中，调适器305也可以被布置成响应于功率信号的功率水平而调适操作频率和初级谐振频率。功率水平特别地可以是功率信号的当前功率水平，或者可以是所请求的或者希望的功率水平。
例如，功率接收器可以将功率控制错误消息发射回功率发射器101，并且调适器305可以响应于这些功率控制错误消息改变用于驱动信号和初级谐振电路201的公共频率。例如，如果请求功率增大，那么公共频率可以朝次级谐振频率移动。
然而，由于操作频率和初级谐振频率锁定在一起，将操作频率用于功率控制往往不比例如其中初级谐振频率和次级谐振频率保持恒定并且只有操作频率改变的常规系统高效和实用。
因此，在许多实施例中，功率发射器101也可以包括功率控制器，该功率控制器被布置成响应于接收自功率接收器的功率请求而调适驱动信号的占空比。特别地，如果功率接收器105请求功率增大，那么占空比增大，并且如果它请求功率减小，那么占空比减小。因此，使用占空比（例如而不是通过改变操作频率）实现功率控制的方法允许改进的性能，特别是提供可以减轻操作频率和初级谐振频率锁定在一起的影响的附加自由度。
应当领会的是，不同的解调质量度量可以用在不同的实施例中，并且可以使用可以提供特别是解调的可靠性的指示的任何度量。特别地，可以使用所产生的比特错误率的任何直接或间接指示。
在许多实施例中，解调器303可以生成解调质量度量以便指示接收的/解调的负载调制数据的错误概率。这样的解调质量度量可以包括诸如错误率之类的直接度量，但是也可以包括间接度量，例如信噪比或者解调深度。
解调器303可以被布置成在功率通过感应功率信号从功率发射器传输至功率接收器时的功率传输操作期间生成解调质量度量。解调质量度量可以在功率传输阶段期间生成，并且在许多实施例中，系统可以被布置成在功率传输阶段/操作期间定期地/以频繁的间隔确定解调质量度量的新值，并且调适操作频率和谐振频率。在许多实施例中，调适更新率和/或用于解调质量度量的更新率可以不小于0.2hz、0.5hz、1hz、10hz、100hz。
事实上，在一些实施例中，解调质量度量可以包括/反映数据解调错误率，例如具体为比特错误率。在一些实施例中，比特错误率可以直接测量。例如，接收的数据可以包括纠错编码，并且该纠错码纠正的错误的数量可以被测量并且用作解调质量度量。
在其他实施例中，接收的数据可以包括校验和，并且错误率可以响应于接收的数据不匹配接收的校验和而确定。
如先前所提到的，调适器305可以被布置成在它检测到解调质量度量下降至低于阈值时改变操作频率和谐振频率。作为一个具体实例，调适器305可以被布置成在它检测到数据解调错误率超过阈值时改变操作频率和谐振频率。该阈值可以例如相应于没有错误，即，如果调适器305检测到单个错误，那么它可以继而改变公共频率以便进一步不同于次级谐振频率。
在许多无线功率传输系统中，传送的数据量相对较低，并且因此使解调质量度量基于发生的实际比特错误可能不切实际或者不是有利的，因为这些比特错误典型地仅仅罕见地发生。
在许多实施例中，可以改为使用解调可靠性的其他指示。例如，解调器可以生成软决策符号作为解调的一部分，并且解调质量度量可以被确定为指示由这些软决策所指示的确定的可靠性。
在许多实施例中，解调质量度量可以包括解调深度度量，该解调深度度量反映用于针对感应功率传输的不同调制负载的可变谐振电路的电流和电压中的至少一个的测量的差异度量。
特别地，对于负载调制而言，发射器线圈103的电流和/或电压将根据功率接收器105的负载而变化。因此，当功率接收器105的调制负载改变时，电流/电压将存在变化。可以测量针对功率接收器调制负载的不同设置的这些值之间的差异，并且例如这些值的差异或者比值可以表示调制/解调深度。解调深度越高，解调就很可能越可靠。因此，解调深度可以是解调质量的良好指示。考虑解调深度用于解调质量度量的一个优点在于，不需要执行实际的解调以便测量它。此外，每个数据符号可以提供解调深度的指示，并且解调质量度量的确定不会基于典型地罕见的事件，例如比特错误。
特别地，调制深度或者解调深度可以是针对负载调制的第一负载状态的发射器电感器电流或电压的（直接或间接）测量的结果与针对负载调制的第二负载状态的发射器电感器电流或电压的（直接或间接）测量的结果之间的差异。在许多实施例中，负载调制可以通过接收器诸如例如通过连接和断开跨功率接收器的接收电感器的电容器在用于负载调制的两个负载状态之间切换而执行。在这样的情况下，解调深度可以是从两个负载状态所产生的电感器电流/电压测量的差异。解调深度可以被测量为绝对值或者相对值，诸如例如针对所述两个负载状态的测量值之间的比值。解调深度的确定可以包括低通滤波和/或取平均。例如，解调深度可以通过比较针对不同负载状态的第一测量的低通滤波版本而生成，或者可以例如通过对从针对不同负载状态的第一测量生成的解调深度值进行低通滤波而生成。
在一些实施例中，调适器305可以被布置成响应于指示谐振频率与操作频率之间的互调的互调度量而调适谐振频率和操作频率。
互调度量特别地可以通过将适当的滤波器应用到例如发射器电感器电流的测量结果加以测量。滤波器可以是带通滤波器，其提取其中预期发生互调振荡的频带中的频率。该滤波器的输出的幅度因此可以被测量，并且认为是谐振频率与操作频率之间的互调的指示。
在一些实施例中，互调度量可以由调适器305用来聚集操作频率和初级谐振频率。例如，可以实现一种环，该环调节操作频率和初级谐振频率之一以便最小化互调度量。
在一些实施例中，调适器305可以响应于互调度量调适操作频率和初级谐振频率的目标频率。例如，在一些实施例中，操作频率与初级谐振频率之间的联系可能相对不精确，并且结果，可能在一些场景中发生某种互调。在这种情况下，目标频率可以取决于当前存在多大的互调。例如，如果互调度量为低，那么可以是可接受的是，驱动操作频率和初级谐振频率比互调度量较高的情况更靠近初级谐振频率。
前面的描述具体专注于这样的实施例，其中调适器305被布置成将操作频率和初级谐振频率聚集到其中它们基本上相同的点。然而，应当领会的是，在一些场景或者情形下，调适器305可以被布置成将初级谐振频率和操作频率聚集成相似，但不一定相同。例如，在一些实施例中，调适器305可以允许在操作频率与初级谐振频率之间存在差异。在许多实施例中，调适器305可以朝着这样的差异聚集操作频率和初级谐振频率，该差异远小于用于负载调制的数据符号持续时间的倒数。例如，负载调制符号可以具有不超过0.5毫秒（msec）的持续时间，与2khz的倒数值相应。调适器305可以被布置成将操作频率和初级谐振频率聚集为具有不超过负载调制数据符号持续时间的倒数的最大值的十分之一的最大差异，即在该具体实例中，它可以允许高达200hz的频率差异。
通过确保操作频率与初级谐振频率之间的任何差异远低于负载调制数据符号持续时间的倒数，可以保证任何互调振荡如此之低，以至于它们基本上不影响解调。
应当领会的是，调适器305聚集操作频率和初级谐振频率不一定要求聚集度增加，而是也可以包括维持聚集水平这一特征。特别地，调适器305可以通过以下方式聚集操作频率和初级谐振频率：调适操作频率和初级谐振频率中的至少一个，使得操作频率与初级谐振频率之间的差异不超过给定值。因此，操作频率与初级谐振频率之间的给定最小聚集度可以由调适器305维持。
在一些实施例中，功率发射器可以被布置成响应于参考数据模式的负载调制而确定解调质量度量，所述参考数据模式具体地可以是预定数据模式。参考/预定数据模式因此可以是在该模式的实际传送之前为功率发射器知悉的模式。因此，在该实例中，功率发射器可以使解调质量度量的确定基于正被传送的特定数据的知识。
特别地，解调器303可以被布置成基于被负载调制到功率信号上的数据已知并且具有预定值的假设，生成解调质量度量。
作为一个低复杂度实例，解调器303可以简单地对数据解调，并且确定解调的数据是否匹配参考数据模式。解调质量度量可以例如指示检测的错误数量，或者简单地指示是否检测到任何错误。
作为另一个实例，预定数据模式可以被确定为与例如电感器电流的测量的特定期望模式相应。解调器303可以将实际测量与期望测量相比较（例如在规格化之后），并且可以生成指示实际测量如何密切地匹配期望测量的差异度量。在一些实施例中，该差异度量可以直接用作解调质量度量。可替换地，可以通过将差异度量与阈值相比较生成二进制解调质量度量，该解调质量度量指示阈值是否被超过。
参考数据模式可以例如与数据包的前导码相应，或者事实上本身可以是数据包，例如具体地为仅仅包括预定义数据的预定义数据包。
在一些实施例中，参考数据模式可以例如是例如在系统的技术规范中定义的比特数据模式。因此，参考数据模式可以是静态预定义数据模式。
然而，在其他实施例中，可以使用更动态的参考数据模式。例如，在一些实施例中，功率发射器可以向功率接收器发射参考数据模式的指示。该指示可以例如从预定义数据模式集合中选择一个数据模式。作为另一个实例，功率发射器可以向功率接收器直接发射参考数据模式，即参考数据模式的指示可以包括参考数据模式本身。
于是，功率接收器可以被布置成使用指示的参考模式，即，功率接收器可以继而将指示的参考数据模式负载调制到功率信号上。
功率发射器现在可以知道被传送的数据，并且因此它可以继而确定反映测量的负载调制多么密切地匹配针对参考数据模式的期望负载调制的距离度量。功率发射器可以例如直接将解调的数据与参考数据模式相比较，或者可以例如将实际的电感器电流测量与期望电流测量相比较。在一些实施例中，差异度量可以直接用作解调质量度量。
应当领会的是，功率发射器和功率接收器可以包括用于适当地将功率接收器中的比较与功率接收器对参考数据模式的实际发射时间同步的功能。
例如，功率发射器可以被布置成针对适当时间窗口内的不同时间偏移确定解调质量度量，并且可以选择最低的确定的解调质量度量（因为这将与最接近的定时同步相应）。作为另一个实例，可以使用特定的触发事件，诸如例如功率信号的加载中阶跃变化的检测。
在许多实施例中，参考数据模式的发射的定时可以被限制为使得功率发射器能够合理精确地预测该发射的定时。
例如，可能要求功率接收器在一定事件之后的给定时间间隔内、例如具体地在信号或者数据消息被提供给功率接收器的给定时间间隔内发射参考数据模式。功率发射器因此可以预期在明确限定的时间间隔内接收参考数据模式。
将参考数据模式的发射和检测同步的信号/消息可以例如是启动信号、功率信号的（频率、幅度、相位调制）或者具体地为参考数据模式的指示的发射。
前面的描述专注于这样的描述，其中将负载调制应用到主功率信号，即应用到也向功率接收器提供主功率传输的功率信号。然而，应当领会的是，在其他实施例中，主功率可以通过不同的感应信号提供。
例如，功率发射器可以包括两个电感器，其中一个是可以生成可以传输高功率水平的强功率信号的主功率传输线圈。第二线圈可以主要用作通信线圈，其可以提供可以被功率接收器中的相应线圈进行负载调制的通信载波。该通信载波至少向调制负载提供功率，但是典型地也可以例如向功率接收器的内部通信功能提供功率。因此，尽管这样的通信信号不可以向功率接收器提供完整的功率传输（并且事实上可能存在例如更强大的功率传输信号），但是它是向功率接收器（以及至少向调制负载）提供功率的功率信号。
应当领会的是，基于电感器电流和/或电压的测量，可以使用任何适当的解调方法。事实上，技术人员将会领会，许多解调技术是可用的，包括后验或先验最大似然技术。也应当领会的是，任何适当的方法可以例如用于与数据符号同步等等。
典型地，可以处理所述测量（典型地滤波或者取平均，例如使用与数据符号形状匹配的匹配滤波器），并且如精通解调技术的人员所公知的，可以在最优采样时刻对所产生的输出采样（参考文献例如johnproakis,“digitalcommunications”,mcgrawhill,2008,isbn007126378）。可以将所产生的样本值与用于不同符号值的期望值相比较，并且选择最接近的值（基于适当的距离度量）。因此，可以使用一种解调方法，其中将接收的信号（测量）与用于不同的可能的数据符号的期望信号（测量）相比较，并且选择确定为具有到期望信号（测量）的最低（典型地汉明（hamming））距离的可能数据符号的解调的数据。应当领会的是，距离确定/比较可以包括所述测量的处理，诸如例如滤波和取平均。因此，典型地，其中选择最近星座点的最大似然方法可以用于解调。
作为一种用于二进制数据符号（即“0”或“1”被发射）的低复杂度方法，解调器311可以将阈值确定为所述测量的长期平均。所述平均将在多个数据值上延伸，并且典型地与分别由“0”或者“1”产生的值之间的平均测量值相应。当对一个比特解调时，解调器311可以在相应的数据符号（比特）时间段上对所述测量取平均。如果所产生的值高于长期阈值，那么将数据比特解调为“0”，并且如果它低于长期阈值，那么将数据比特解调为“1”（假设负载调制使得“0”比“1”导致更高的测量值）。
应当领会的是，许多可能的解调技术是技术人员所知晓的，并且可以在不减损本发明的情况下使用任何技术。
在一些实施例中，可以使用一种特别高效的维持要转换的操作频率和初级谐振频率的方式。在该实例中，谐振电路201针对驱动信号的每个周期有效地重启一次，导致谐振电路201的有效谐振频率由操作频率而不是由谐振电路201的自然谐振频率给定。
在该方法中，根据驱动初级谐振电路201的驱动信号控制初级谐振电路201，从而内在地允许操作频率和初级谐振频率自动地联系在一起。事实上，该方法允许操作频率和初级谐振频率自动地且内在地基本上相同，使得系统可以简单地调适驱动信号的操作频率，有效的初级谐振频率自动地且内在地被调适为直接跟随。该方法可以特别地确保初级谐振电路201的有效谐振的每个周期具有与驱动信号的相应周期相同的持续时间。此外，该方法允许以非常低的附加复杂度并且以非常低的控制开销实现这点。
该特定方法将参照图12进行描述，图12图示出依照这种方法的一个实例的功率发射器的元件。应当领会的是，该实例使用了串联谐振电路，其可以直接代替图3的并联谐振电路。因此，图12可以被认为图示出图1-3系统的涉及生成功率信号以及将操作频率和初级谐振频率锁定在一起的特定元件。
在该实例中，功率发射器包括形成谐振电路的电感式阻抗和电容式阻抗。
在该特定实例中，电感式阻抗直接与电感器相应，但是应当领会的是，在其他实施例中，电感式阻抗可以是任何一端口/二终端元件，其具有至少部分的电感式阻抗，即其具有感抗分量，或者换言之，其具有带正虚部的复阻抗。因此，电感式阻抗可以是线性二终端电路或（等效）部件，其终端处的电压至少部分取决于通过该部件/电路的电流的导数。
类似地，在该特定实例中，电容式阻抗直接与电容器相应，但是应当领会的是，在其他实施例中，电容式阻抗可以是任何一端口/二终端元件，其具有至少部分的电容式阻抗，即其具有容抗分量，或者换言之，其具有带负虚部的复阻抗。因此，电容式阻抗可以是线性二终端电路或（等效）部件，其终端处通过该电路/部件的电流至少部分取决于跨这些终端的电压的导数。
应当领会的是，在大多数实施例中，电感式和电容式阻抗的电阻部分与电抗分量相比典型地小得多并且经常可忽略。这将确保振荡相对未受阻尼，即它将为谐振电路提供相对较高的q。
为了清楚和简洁起见，以下描述将专注于电感式阻抗为（理想）电感器1201，具体地为图1和图2的发射器线圈103，以及电容式阻抗为理想电容器1203。然而，应当领会的是，对电感器1201的任何引用都可以适当地被对电感式阻抗或者电抗的引用代替，并且对电容器1203的任何引用都可以适当地被对电容式阻抗或者电抗的引用代替。为了简洁起见，电感器1201和电容器1203配对也将称为谐振部件。
电感器1201和电容器1203在谐振配置中耦合在一起。在该实例中，电感器1201和电容器1203在串联谐振中耦合，但是应当领会的是，在其他实施例中，它们可以在并联谐振配置中耦合。
电感器1201和电容器1203将表现出与仅仅包括电感器1201和电容器1203的谐振电路的谐振频率相应的自然谐振频率。众所周知，这种电路的谐振频率为
然而，在图12的系统中，功率发射器进一步包括频率修改电路1205，该电路被布置成通过减缓电容器1203和/或电感器1201的状态变化而控制谐振电路的谐振频率。频率修改电路1205可以被认为是谐振电路的一部分（或者可以被认为完全或者部分地在该谐振电路外部）。也应当领会的是，尽管频率修改电路1205在图12中被示为串联耦合在电感器1201与电容器1203之间的单个二终端元件，但是这仅仅是一个实例，并且在其他实施例中将使用其他的配置。例如，图12的实例中的频率修改电路1205只有两个终端，但是应当领会的是，在其他实施例中，频率修改电路1205可以具有更多终端，并且可以连接至电路的其他部分，包括例如用于驱动器的电源轨。
频率修改电路1205被布置成通过减缓电感器1201和电容器1203中的一个或两个的状态变化而修改谐振频率。电感器1201和电容器1203的状态可以被认为由部件的当前能量值表示，特别地可以被认为与电感器1201的电流（
在一个由电容器和电感器形成的常规谐振电路中，谐振通过由电容器（其中能量被存储为电势能）与电感器（其中能量被存储为磁势能）之间来回的能量流动所产生的连续且周期性的相位变化而实现。这种系统中的能量流动和状态变化的速度通过电容器和电感器的值给定，并且这导致自然谐振频率
然而，在图12的系统中，谐振电路不允许简单地执行自由运行的振荡，而是相反地，频率修改电路1205在一些以及典型地所有周期的部分时间间隔期间减慢电感器1201和电容器1203中的至少一个的状态变化。
因此，状态变化在部分时间间隔期间相对于仅仅包括电容器1203和电感器1201的自由运行的谐振电路的状态变化减缓了。
特别地，状态变化通过阻碍电容器1203和电感器1201之间的能量流动（通过减缓从电感器1201到电容器1203，从电容器1203到电感器1201，或者既从电感器1201到电容器1203又从电容器1203到电感器1201的能量流动）而减缓。在谐振电路中，正电流针对谐振周期的一半从电感器1201流到电容器1203，并且针对谐振周期的另一半从电容器1203流到电感器1201。在许多实施例中，能量流动的减缓可以通过阻碍谐振部件之间的电流流动而实现。在许多实施例中，频率修改电路1205可以被布置成例如通过引导电感器1201的电流（的一些或全部）远离电容器1203（包括潜在地引导正负电流远离电容器1203）而阻碍从电感器1201到电容器1203的电流。在其他实施例中，频率修改电路1205可以被布置成例如通过在部分时间间隔期间从电感器1201断开电容器1203（从而也将电感器两端的电压设置为零，即对于电感器而言电流和电压二者都设置为零）而阻碍从电容器1203到电感器1201的电流。
在这些实例中，谐振部件之间的电流流动因此在部分时间间隔期间降低或者甚至完全被阻止。在该部分时间间隔期间，这些部件中的至少一个的状态变化将减缓或者完全停止。如果这在若干周期期间以及特别地在每个周期内执行，那么效果将是，谐振电路将表现得好像在比自由运行的谐振电路配置的自然谐振频率更低的频率下谐振。该更低的频率将称为谐振电路的有效谐振频率。
通过这种方式，频率修改电路1205可以将有效谐振频率控制和调节为低于自然谐振频率。在图12的系统中，实际有效谐振频率由能够改变部分时间间隔的定时/持续时间的频率修改电路1205控制。因此，部分时间间隔越长，那么减缓状态变化的效果将越大，并且因此有效谐振频率将越低。
在图12的系统中，频率修改电路1205不仅仅独立地被控制以提供希望的谐振频率。相反地，频率修改电路1205的操作与谐振电路201的驱动以及因而与功率传输系统的功率传输和一般操作紧密地集成在一起。
特别地，在图12的系统中，驱动器203生成定时信号并且将此馈送给频率修改电路1205。定时信号包括指示部分时间间隔应当何时开始、结束或者这二者的过渡（可能存在其他被忽略的过渡）。频率修改电路1205被布置成将部分时间间隔与这些过渡对齐。
因此，定时信号的过渡控制部分时间间隔的定时，具体地控制开始时间、结束时间或者开始和结束时间二者。因此，频率修改电路1205根据定时信号设置部分时间间隔的开始和/或结束时间。典型地，定时信号是用来控制频率修改电路1205的开关的开关信号，该开关可以激活/取消激活能量流动的阻碍，即，它可以激活/取消激活状态变化的减缓。定时信号可以包括可以由频率修改电路1205检测并且由其用来直接或间接地控制用于切换进和切换出电流阻碍的开关的过渡。频率修改电路1205典型地通过以下方式将开始或结束时间与过渡对齐：基本上在与相应过渡相同的时间（比如在一个周期时间段的1/50内）切换进或切换出所述减缓。
因此，在系统中，驱动器203控制部分时间间隔的定时的至少一部分。此外，驱动器203被布置成控制定时信号，使得该信号以及因而部分时间间隔与驱动信号同步。特别地，驱动器包括生成定时信号并且将该信号与驱动信号同步的同步器1207。
因此，在该实施例中，部分时间间隔的定时与驱动信号密切联系。该联系提供谐振电路201的驱动与谐振电路201的有效谐振之间的密切对应关系。驱动信号和定时信号的联系特别地允许自动地将谐振频率锁定为与驱动信号的操作频率相同的频率。事实上，同步器1207可以同步定时信号以及因而部分时间间隔，使得谐振电路201的每个周期时间与驱动信号的相应周期的周期时间相同。因此，驱动器控制部分时间间隔并且这基于驱动信号的方法可以提供一种系统，在这种系统中谐振频率总是与驱动信号相同。事实上，甚至可以将每个单独的周期时间的单独的时间段控制为相同。
该方法不仅允许低复杂度，并且例如不要求对谐振电路201的任何信号的任何测量或检测（例如电感器或电容器电流或电压），而且它也可以自动地保证所述频率相同。
该方法可以提供若干优点。特别地，它可以降低并且在许多实施例中防止互调。在许多实施例中，它也可以提供改进的功率传输，特别地可以提高功率传输效率。典型地，初级谐振频率、次级谐振频率和驱动信号的操作频率越接近彼此，功率传输效率就增大。所描述的方法允许操作频率和初级谐振频率密切地且自动地联系在一起，同时允许它们改变以便匹配次级谐振频率。因此，可以应用仅仅使驱动信号适应次级谐振频率，初级谐振频率自动地也被设置。
图13图示出图12的功率发射器的一个实例，其中频率修改电路1205被布置成减缓电容器1203的状态变化。在该实例中，频率修改电路1205被布置成在部分时间间隔期间将来自电感器1201的电流转移离开电容器1203。该转移通过开关1301实现，该开关与电容器1203并联耦合并且被布置成对它短路。因此，频率修改电路1205可以由可控开关实现。
在该实例中，开关1301在部分时间间隔期间闭合。开关1301的打开和闭合通过驱动器203生成的定时信号的过渡控制，并且因此与开关信号同步。当开关闭合时，流经电感器1201并且在其他情况下将对电容器1203充电或放电的电流改为通过开关1301转移。因此，通过对电容器1203短路，电流绕过电容器1203并且因此不对电容器充电。在该实例中，开关1301被布置成在与电容器1203两端的电压为零相应的时刻闭合。此时，有大量电流通过电感器1201（事实上，电流将在最大水平）。然而，通过对开关短路，该电流不再流经电容器1203，而是改为流经开关1301。因此，电容器1203的短路确保电压维持为零，即电容器1203的状态保持恒定。
应当指出的是，开关1301因此形成电流转移路径，其可以从电容器1203转移正负电流。
在某持续时间之后，即在部分时间间隔结束时，开关再次打开，从而导致流经电感器的电流现在流入（流出）电容器1203。结果，电容器1203开始充电，并且电容器电压相应地改变。这将导致从电感器“看到”的电容器1203的有效电容增大，并且因此导致谐振频率降低。所产生的有效谐振频率将取决于部分时间间隔的定时，增加的持续时间导致降低的有效谐振频率。
特别地，通过针对驱动信号的时段的一部分对电容器短路，有效电容将增大。
为了说明这种效果，可以考虑电容器c1，其针对时间t2利用平均电流
转而考虑另一个电容器c2，其具有比c1小的值，但是从0至t1短路并且在从t1到t2的时间间隔内充电，该电容器利用相同的平均电流
如果u1(t2)和u2(t2)在t2相等，那么c1可以通过下式表示：
换言之，尽管电容器c2值更小，但是在t2处，两个电容器充电至相同的电压。在时间t2处，电容器c2使电感器暴露于与电容器c1相同的电压。因此，短路的效果是增大电感器“看到”的电容器的有效（或者表观）电容。
图14中提供了图13电路中的信号的一个实例。在该实例中，电感器1201的电感为lp=200uh，并且电容器1203的电容为cp=8.2nf，导致自然谐振频率为：
在该实例中，上面的曲线示出了驱动信号。
如可以看到的，对于每个周期，开关1301被布置成在第一部分时间间隔期间（针对电容器电压的正零交叉）以及在第二部分时间间隔期间（针对电容器电压的负零交叉）对电容器1203短路。在每个部分时间间隔中，电压因此保持恒定近似1µs。在该时间期间，电容器1203的电压不改变。类似地，由于电感器1201不暴露于电压，通过电感器1201的电流几乎也不改变（它几乎恒定在最大值处）。
如可以看到的，有效谐振频率降低，并且事实上在该实例中，实现了大约102khz的有效谐振频率。
确切的有效谐振频率可以简单地通过调节部分时间间隔的持续时间而设置。持续时间越长，频率越低。
此外，可以看到，如果驱动信号脉冲之间的持续时间保持恒定，那么驱动信号的操作频率可以通过驱动信号脉冲的持续时间改变而改变。然而，这将直接导致定时信号的右边缘以相同的方式改变，并且通过保持定时信号的左边缘耦合到电容器的零交叉，其导致部分时间间隔相应地改变。因此，谐振频率将直接跟随驱动信号操作频率并且将内在地相同。
图8图示出图12系统的另一个实施例。在该实例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间阻碍从电容式阻抗到电感式阻抗的电流流动（并且特别地为电流流动的变化率），或者等效地通过降低电容器在感应电容上施加的电压而减缓电感式阻抗的状态变化。特别地，在该实例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间阻挡从电容式阻抗到电感式阻抗的电流流动或者等效地通过将电感器电压设置为零而减缓电感式阻抗的状态变化。
在该实例中，从电容器1203到电感器1201的电流被与电感器1201串联的开关1501阻挡。在该实例中，驱动器203被布置成针对谐振周期的一部分有效地断开电容器1203与电感器1201之间的耦合。驱动器203将开关1501与驱动信号同步，并且原则上如针对图13的实例所描述的操作。事实上，在图13的实例中，开关1301被布置成通过将通过电容器1203的电流控制为零而将电容器1203两端的电压冻结为零。在图15的实例中，开关1501被布置成通过将电感器1201与电容器1203断开并且因此移除电容器的电压对电感器的影响而将通过电感器1201的电流冻结为零。因此，考虑到当电流和电压的角色交换时电容器和电感器的操作相同，这两种方法是等效的。事实上，如果用于电感器电流和电容器电压的曲线分别与电容器电压和电感器电流交换，那么图14的信号也可以适用于图15的实例。
也应当指出的是，在所提供的实例中，在部分时间间隔期间，电容器1203和电感器1201二者的状态变化被减缓或者基本上被冻结。事实上，在图13的实例中，在部分时间间隔期间，没有电流到达电容器1203，并且电压恒定为零。然而，这也将电感器1201两端的电压设置为零，并且因此电感器电流基本上恒定，即电感器1201基本上不存在状态变化。类似地，在图15的实例中，在部分时间间隔期间，没有电流可以流自电容器1203，并且因此电容器1203两端的电压将基本上恒定，即，电容器1201基本上不存在状态变化。
在前面的实例中，部分时间间隔的开始分别与电感器电压和电容器电流的零交叉同步（特别地与零交叉对齐）。特别地，部分时间间隔的开始时间分别与电容器电压和电感器电流的零交叉对齐。这在电容器1203与电感器1201之间的电流流动在部分时间间隔期间完全降低为零时提供了特别的优点。然而，应当领会的是，在一些实施例中，可以使用电流流动的更逐渐的降低。
应当领会的是，电容器1203与电感器1201之间的能量流动以及状态变化的减缓可以通过降低而不是完全防止谐振部件之间的电流流动来实现。降低的电流可以例如通过电流调整电路实现，该电路例如可以由微控制器实时控制。
然而，作为另一个实例，所述降低可以例如通过在部分时间间隔期间包括附加的电容器或电感器而实现。例如，在图16的实例中，附加的电流降低电容器1601与图13的开关串联地插入。在部分时间间隔期间，开关1301不将电容器1203短路，而是并联地插入电流降低电容器1601。这导致到电容器1203的电流降低，因为电流的一部分在部分时间间隔期间流入电流降低电容器1601，从而降低电容器1203的状态变化以及因此电容器1203施加到电感器上的电压（电流降低电容器1601与电容器1203一起充电和放电）。
图17中示出了用于电感器1201的相应实例。在该实例中，电流降低电感器1701与电感器1201串联地插入，并且开关1703与电流降低电感器1701并联耦合。在该实例中，开关1703在部分时间间隔期间打开，导致有效电感增大。因此，在部分时间间隔期间通过电感器的电流变化降低（因为电容器1203施加的电压现在被划分在电感器1201和1701上，并且因此所造成的电容器1203施加到电感器1201上的电压降低）。当部分时间间隔结束时，开关1703闭合，从而将电流降低电感器1701短路。
在下文中，系统的操作将参照其中驱动器203包括用于生成驱动信号的切换桥/逆变器的系统进一步加以描述。切换桥特别地可以是与图3和图4的实例相应的半桥或者全桥。
在该实例中，驱动器203此外还生成具有过渡的定时信号，这些过渡直接控制部分时间间隔。特别地，该信号被生成为具有这样的过渡，这些过渡发生在与部分时间间隔的开始时间相应（并且典型地基本上相同，比如周期时间的1/50内）的时间，发生在与部分时间间隔的结束时间相应（并且典型地基本上相同，比如周期时间的1/50内）的时间，或者发生在与部分时间间隔的开始时间和结束时间二者相应（并且典型地基本上相同，比如周期时间的1/50内）的时间。
此外，在所述实例中，驱动器203被布置成使定时信号与控制开关桥的开关的开关信号中的一个（或多个）同步。因此，由于驱动信号通过开关桥中的开关的切换生成，定时信号以及因而部分时间间隔与开关信号的同步也提供与驱动信号的同步。
图18示出了图1和图2的感应功率传输系统的实例的元件的电气模型的一个实例。
初级谐振电路201由部件cp和lp（与电容器1203和电感器1201相应）表示。驱动器由vp表示，并且开关桥由开关m1-m4形成，这些开关在该特定实例中为fet。次级谐振电路205由部件cs、ls表示。电容器cd在1mhz下产生谐振，这使得使用可移动线圈的功率发射器能够定位功率接收器（例如依照qi无线功率规范（版本1.0）中描述的原理）。电容器cm和开关sm表示功率接收器105的负载调制。二极管d7-d10以及cl和rl表示功率接收器105的负载（二极管提供整流）。
在该实例中，当开关s1以适当的占空比打开和闭合时，有效电容变得比电容器1203（cp）本身的电容更大。如果希望功率发射器的有效谐振频率低于自然谐振频率，那么开关s1针对正好在cp两端的电压从负到正和/或从正到负通过零电压之后的短时间段闭合。这在图19中图示出，该图首先示出了控制开关s1的定时信号和驱动信号，然后是通过电感器1201的电流，最后是电容器两端的电压（与图14相应）。驱动信号应用到谐振电路，频率fo和占空比d分别为93khz和10%，即，驱动信号具有93khz的操作频率。在该实例中，谐振槽的自然谐振频率fn为100khz。因此，谐振电路两端的电压（表示为v(left,right)）对于自由运行的谐振电路而言应当滞后于电路ip(t)，意味着它在电容模式操作。然而，在图18的系统中，开关s1将电容器cp短路，使得电压v(left,right)的第一谐波和电流ip(t)同相，意味着功率发射器在谐振下操作。因此，该谐振通过以下方式实现：通过以适当的占空比闭合开关s1禁止电容器cp两端的电压正好在电压v(cp)的零交叉事件之后就增大（或者减小）。这有效地将来自电感器的电流转移离开电容器cp。
图20中提供了一种在许多实施例中将比图18的实例更实用的方法的一个实例。在图20的实例中，实现了图18的定时的简化，这可以提供附加的灵活性。
在图20的实例中，开关被两个电流转移路径代替，一个路径提供用于在一个方向上流动的电流的短路，一个路径用于在另一个方向上流动的电流。在该实例中，每个电流转移路径包括整流器（具体地为二极管），其确保对于该路径而言电流只能在一个方向上流动。
在该实例中，通过谐振槽的正电流现在被d6/m6分流并且负电流被d5/m5分流。二极管d5和d6防止m5和m6的体二极管导通。开关/fetm6由与开关/fetm4完全相同的信号控制，即，在该实例中，用于控制部分时间间隔的定时的开关信号与用于开关桥的开关之一的开关信号完全相同。事实上，部分时间间隔的开始和结束时间中的至少一个不仅与生成驱动信号的切换桥的开关之一的切换同步，而且与其重合。
事实上，当开关m4导通时，电压v(cp)从负到正谐振。当该电压变为正时，二极管d6立即开始导通，因为开关m6已经在接通状态。通过这种方式，电流ip(t)自然地从电容器cp换向到d6/m6而无需复杂的定时控制。这在图21中进一步图示出。
对于第二路径m5/d5，发生类似的情形。事实上，在该实例中，用于开关m5的控制开关信号被直接生成为与m3的切换重合。
在该实例中，电流转移路径（d5/m5和d6/m6）中的每一个相应地包括开关和整流器。这允许部分时间间隔的更灵活的定时。
特别地，开关和整流器二者的使用允许功率发射器将部分时间间隔的开始时间和结束时间中的一个与定时信号中的过渡对齐，而另一个由整流器自动地生成，即，它通过整流器在导通与不导通状态之间切换而确定。
在图20的实例中，开关可以在电容器的电压为负的时间期间切换到导通状态。然而，由于二极管d6的原因，电流转移路径d6/m6不传导任何电流，并且因此不从电容器1203转移任何（负或正）电流。因此，开关m6接通的确切定时是不相关的，因为这并不构成其中将电流转移走的部分时间间隔的开始。
然而，在电容器1203两端的电压的零交叉之后不久，二极管d6将开始导通（一旦电压足够高以便提供足够的正向偏置）。因此，当二极管d6从不导通切换到导通状态时，电流转移路径开始将来自电感器1201的电流转移离开电容器1203。因此，部分时间间隔的开始通过二极管从不导通切换到导通状态进行控制，并且不取决于开关m6何时切换。因此，部分时间间隔的开始时间可能不与定时信号对齐。
电流转移路径将继续转移电流，直到开关m6切换至打开状态（只要存在在二极管d6的正向方向上流自电感器的电流）。因此，部分时间间隔的结束时间与定时信号的过渡对齐，并且因此与用于开关m4的开关信号的过渡对齐。
因此，在图20的实例中并且如图21所示，功率发射器被布置成将部分时间间隔的开始时间与整流器（二极管d6）从不导通切换至导通状态对齐，而结束时间与定时信号中的过渡以及因而与开关信号中的过渡对齐。事实上，相同的开关信号可以既用于电流转移路径的开关又用于开关桥的开关。
应当领会的是，在其他实施例中，相同的原理可以例如应用于响应于整流器切换导通状态而控制部分时间间隔的结束，包括潜在地在整流器从导通切换至不导通状态时结束部分时间间隔。这样的实现方式可以例如在采用阻挡到电感器的电流、例如取代从电容器转移电流时是有用的。
该方法具有若干特定优点。事实上，它允许部分时间间隔的开始与电容器电压和/或电感器电流的零交叉自动同步。因此，它自动地将部分时间间隔的开始与所述部件可以容易地被短路或断开的时间对齐，从而允许较低复杂度的实施例。
另一个显著的优点是，它在生成用于开关桥的开关信号和驱动信号中提供了附加的灵活性。特别地，由于部分时间间隔只与开关信号的一个边缘同步，另一个可以（在合理范围内）自由变化。这特别地允许改变占空比并且因此允许驱动器在不改变例如操作频率或者生成的功率传输信号的幅度水平的情况下动态地改变该信号的功率水平。
事实上，该方法允许简化得多地生成驱动信号。特别地，取代仅仅在其中驱动信号活动（即像在图21的第一曲线中那样）的相对较短的时间间隔期间接通开关桥的相应开关（分别为m1/m4和m2/m3）的是，所有开关都可以通过占空比为50%的基本上为方波的信号操作。驱动信号的占空比于是可以通过这些驱动信号之间的相对相位差异生成。然而，由于只有一个所述边缘控制部分时间间隔的定时，因而这并不影响部分时间间隔。
此外，该方法仍然确保第一功率接收器105和操作频率利用相同的值内在地锁定在一起。特别地，这由起因于以下事实：谐振电路201的振荡对于驱动信号的每个周期都有效地重启。
应当指出的是，在图20的实例中，系统中的电压水平典型地要求控制部分时间间隔的开关（即开关m5和m6）通过典型地使用两个额外脉冲变压器实现的高电压电平移位器驱动。
然而，这在图22的系统中可以部分地避免（具体地，可以针对开关m6避免高电压电平移位器）。在该实例中，两个电流转移路径耦合在电感器1201和电容器1203的联结点与用于向切换桥供电的功率轨之间。
图22系统的操作类似于图20的实例，并且为被转移的电流简单地提供回到电源的不同路径。然而，一个重要的差异在于，开关m5和m6分别参照电压轨和用于逆变器的地，即参照固定电压。这可以例如在开关被实现为mosfet时大大促进这些开关的驱动。在该实例中，开关m6可以由mosfet实现，其通过与m4相同的开关信号直接驱动。然而，实现m5的mosfet仍然需要脉冲变压器，因为该mosfet的源极电压将具有负的电压值。
图23图示出图22系统的一种修改。在该实例中，完全移除了到电压轨的电流转移路径，即包括d5/m5的电流转移路径。尽管该系统仅仅针对零交叉的一半（即每周期仅仅一个零交叉）引入部分时间间隔，但是它被发现提供了有效谐振频率的有效调节。
因此，在图23的系统中，电流转移路径包括在串联配置中耦合的开关和整流器，并且该电流转移路径的一端耦合到电感器与电容器之间的联结点，并且该电流转移路径的另一端耦合到用于切换桥的接地供电轨。在该系统中，整流器将部分时间间隔的开始时间与整流器从不导通切换至导通状态的时间对齐，而部分时间间隔的结束时间与切换桥的开关m4的切换对齐。
该方法允许一种非常低复杂度的用于调适功率发射器的谐振频率以使得它匹配驱动信号的方法。该方法特别地可以提供一种自动系统，其中驱动信号的频率总是与初级谐振电路的谐振频率相同，并且反之亦然。
为了说明操作频率和初级谐振频率的锁定，可以考虑图24的系统。该实例说明出驱动器203驱动包括电感器1201（l）和电容器1203（c）的谐振电路。如果驱动器向谐振电路施加阶跃电压，那么它开始在公知的谐振频率
如果驱动器203应用频率等于谐振频率的信号，那么即使在存在阻尼时，振荡也可以无限期地持续。在这种情况下，非常高的电流可能流经电路。然而，如果驱动器203应用频率不同于谐振频率的信号，那么系统将不会很好地“摇摆”，导致低得多的电流流经电路。事实上，在后一情况下，电路中的电流和电压信号将包含两个频率，即驱动频率和谐振频率，其中谐振频率将更明显，具有谐振槽电路的较高q因子。电流和电压信号中的这两个频率导致其幅度的拍频--这有时也（不正确地）称为这两个频率之间的互调。在无线功率传输系统中，所述系统依赖通过系统功率接收侧的负载调制实现的幅度调制，这可能使得可靠的通信变得困难，如果不是不可能的话。因此，如果在某些情况下不是必需的话，在与谐振频率相等的频率下操作系统是有利的。
通过在谐振频率下振荡的一个周期完成之后闭合开关sw1或者sw2，该频率下的进一步的振荡将被抑制。换言之，电路中的电流和电压信号的变化的状态将减慢，在该实例中减慢至零。在驱动信号下一周期开始时再次打开开关重启谐振频率下的振荡，就好像驱动信号第一次应用一样。这意味着电流信号或者电压信号的相位被复位以便匹配驱动信号的相位。换言之，电路中的周期的频率变得实际上等于驱动频率--但是它们不再具有正弦形状。在图25中，左手侧示出了在电流的负-正零交叉处闭合sw1所产生的波形，并且右手侧图形示出了在电压的负-正零交叉处闭合sw2所产生的波形。实线波形表示电流；虚线波形表示电压；并且点线表示驱动信号--在这种情况下为方波。
应当指出的是，取决于驱动频率与谐振频率之间的差异，系统也可以工作来通过与每周期一次相对，每几个周期一次地操作开关而有效地抑制电流和电压信号中的差拍。例如，如果驱动频率接近谐振频率，那么差拍的频率增大，并且所产生的幅度变化花费多个周期来建立。每几个周期对相位复位在那种情况下足以将基于负载调制的通信的灵敏度保持在足够的水平，同时降低系统中的可能由操作开关而引起的潜在损耗。
使开关的操作同步可以以诸如例如前面针对各个不同的实施例所描述的许多方式实现。打开开关最容易与方波或者脉冲波驱动信号的边缘--例如上升沿--同步。为了闭合开关，可以向槽电路添加测量系统，其在电流或电压信号的负-正零交叉上触发。本领域技术人员将能够设计许多种类的执行该功能的电路。
在包括并行地驱动多个槽电路的单个驱动器（这是一种实现功率接收器的更大（横向）定位公差的有利实现方式）的无线功率系统的情况下，在谐振频率下操作系统是困难的，如果不是不可能的话。原因在于，由于用来实现无线功率系统的部件的电感和电容值的自然扩散，每个谐振槽电路典型地具有不同的谐振频率。通过限制每个谐振槽电路的q因子，谐振频率下的电流和电压信号分量相对于驱动频率下的信号分量可以保持为小。这约束了幅度的差拍，使得基于幅度调制的通信仍然可能。然而，该方法的一个缺点在于，低q因子要求相对较高的耦合以便保持功率传输的效率达标。换言之，低q因子不允许系统的功率发射与接收部分之间的大距离。
通过如上所述抑制自由运行的振荡，可以约束系统中各种不同的频率--驱动频率以及所述多个谐振槽电路的不同谐振频率--之间的差拍，从而实现借助于幅度调制的通信。换言之，实现基于高q多线圈或者阵列的功率发射器变得可能，该功率发射器能够对来自置于大得多的距离处的功率接收器的幅度通信解调。
上面关于具体地图12-25提供的描述因此提供了具有若干特征的示例性实施例。特别地，下面的特征和概念可以应用于具体描述的实例中，或者事实上应用于使用相应方法的其他电路中。
在许多实施例中，频率修改电路可以被布置成通过在部分时间间隔期间阻碍电感式阻抗与电容式阻抗之间的能量流动而减缓状态变化。
在许多实施例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间阻碍感应谐振与电容式阻抗之间的电流流动而减缓状态变化。
这可以提供特别有效的控制，并且可以提供一种实用的实现方式。电流流动可以是正向或负向电流流动。阻碍电流流动可以包括降低电流流动和完全防止任何电流流动二者。
在许多实施例中，驱动器包括用于生成驱动信号的切换桥；并且其中驱动器被布置成使定时信号的过渡与用于切换桥的开关的开关信号的过渡同步。
这在许多场景中可以提供改进的性能，并且特别地可以允许非常高效且实用的实现方式。在许多实施例中，可以实现低复杂度但精确的控制。
在许多实施例中，频率修改电路包括开关和整流器，并且频率修改电路被布置成将开始时间和结束时间中的一个与过渡对齐，并且将开始时间和结束时间中的另一个与不导通与导通状态之间的整流器切换对齐。
这可以提供特别低复杂度且有效的控制。特别地，它在许多场景中可以允许自动适应用于减缓状态变化的适当时间，例如特别地适应适当的零交叉。
响应于不同参数对齐开始和结束时间可以提供附加的灵活性，并且特别地可以允许更灵活地控制驱动信号的参数，例如特别是占空比。
在许多实施例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间将来自电感式阻抗的电流转移离开电容式阻抗而减缓电容式阻抗的状态变化。
这可以提供特别有效的性能，同时允许方便的且典型地低复杂度的实现方式。
在许多实施例中，频率修改电路包括被布置成将来自感应谐振的电流转移离开电容式阻抗的电流转移路径，该电流转移路径包括用于连接和断开电流转移路径的开关；并且频率修改电路被布置成将开关的切换与定时信号对齐。
这可以提供特别有效的性能，同时允许方便的且典型地低复杂度的实现方式。
在许多实施例中，频率修改电路包括在串联配置中耦合的开关和整流器，并且频率修改电路被布置成将开始时间和结束时间中的一个与过渡对齐，并且将开始时间和结束时间中的另一个与不导通与导通状态之间的整流器切换同步。
这可以提供特别低复杂度且有效的控制。特别地，它在许多场景中可以允许自动适应用于减缓状态变化的适当时间，例如特别地适应适当的零交叉。
响应于不同参数对齐开始和结束时间可以提供附加的灵活性，并且特别地可以允许更灵活地控制驱动信号的参数，例如特别是占空比。
在许多实施例中，部分时间间隔的开始时间可以与从不导通至导通状态整流器切换对齐，并且结束时间通过定时信号控制。
在许多实施例中，电流转移路径的第一端耦合到电感式阻抗与电容式阻抗之间的联结点。
这可以提供一种特别有利的实现方式，其允许有效而方便的操作。在许多实施例中，该方法可以降低频率修改电路的复杂度，例如特别是所需的专用部件的数量。
在许多实施例中，电流转移路径的第二端耦合到电压供电轨。
这可以提供一种特别有利的实现方式，其允许有效而方便的操作。在许多实施例中，该方法可以降低频率修改电路的复杂度，例如特别是所需的专用部件的数量。在许多实施例中，它可以促进用于连接和断开电流转移路径的开关的驱动。
在许多实施例中，驱动器包括生成驱动信号的切换桥；并且驱动器被布置成使定时信号的过渡同步以与用于切换桥的开关的开关信号的过渡重合。
这可以提供改进的性能和/或简化的实现方式。所述同步特别地可以将定时信号的过渡与开关信号的过渡时间对齐，比如例如在驱动信号的周期时间的1/50内。
在许多实施例中，电流转移路径包括在串联配置中耦合的开关和整流器，电流转移路径的第一端耦合到电感式阻抗与电容式阻抗之间的联结点，电流转移路径的第二端耦合到用于切换桥的接地供电轨，并且功率发射器被布置成将部分时间间隔的开始时间与整流器从不导通切换至导通状态的时间对齐，并且将部分时间间隔的结束时间与切换桥的开关的切换对齐。
这可以提供特别有利的性能和/或实现方式。
在许多实施例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间阻碍从电容式阻抗到电感式阻抗的电流流动而减缓电感式阻抗的状态变化。
这可以提供特别有效的性能，同时允许方便的且典型地低复杂度的实现方式。
在许多实施例中，频率修改电路被布置成通过在部分时间间隔期间阻挡从电容式阻抗到电感式阻抗的电流流动而减缓电感式阻抗的状态变化。
应当领会的是，上面的描述为了清楚起见参照不同的功能电路、单元和处理器描述了本发明的实施例。然而，应当清楚的是，可以使用不同的功能电路、单元或处理器之间的任何适当的功能分布，而不减损本发明。例如，被图示为由单独的处理器或控制器执行的功能可以由相同的处理器或控制器执行。因此，对于特定功能单元或电路的引用仅仅被视作对于用于提供所描述的功能的适当构件的引用，而不是表示严格的逻辑或物理结构或组织。
本发明可以以任何适当的形式实现，包括硬件、软件、固件或者这些的任意组合。可选地，本发明可以至少部分地实现为运行在一个或多个数据处理器和/或数字信号处理器上的计算机软件。本发明的实施例的元件和部件可以在物理上、功能上和逻辑上以任何适当的方式实现。事实上，所述功能可以在单个单元中、在多个单元中或者作为其他功能单元的一部分而实现。同样地，本发明可以在单个单元中实现，或者可以在物理上和功能上分布在不同单元、电路和处理器之间。
尽管已经结合一些实施例描述了本发明，但是本发明并不预期限于本文阐述的特定形式。相反地，本发明的范围仅由所附权利要求书限制。此外，虽然特征可能看起来结合特定实施例而被描述，但是本领域技术人员应当认识到，依照本发明可以组合所描述的实施例的各种特征。在权利要求书中，措词包括/包含并没有排除其他元件或步骤的存在。
此外，尽管单独地被列出，但是多个构件、元件、电路或方法步骤可以由例如单个电路、单元或处理器实现。此外，尽管单独的特征可以包含于不同的权利要求中，但是这些特征可能地可以有利地加以组合，并且包含于不同的权利要求中并不意味着特征的组合不可行和/或不是有利的。此外，特征包含于一种权利要求类别中并不意味着限于该类别，而是表示该特征同样酌情可适用于其他权利要求类别。此外，权利要求中特征的顺序并不意味着其中特征必须起作用的任何特定顺序，并且特别地，方法权利要求中各步骤的顺序并不意味着这些步骤必须按照该顺序来执行。相反地，这些步骤可以以任何适当的顺序执行。此外，单数引用并没有排除复数。因此，对于“一”、“一个”、“第一”、“第二”等等的引用并没有排除复数。权利要求中的附图标记仅仅作为澄清的实例而被提供，不应当以任何方式被解释限制权利要求的范围。
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