本发明涉及电力电子多电平变流器领域，具体涉及一种三相双T型五电平变流器及其控制方法。
背景技术：
：电力电子技术自二十世纪50年代诞生以来，经过近半个世纪的飞速发展，至今已被广泛应用于需要电能变换的各个领域。多电平变换器的概念最早是由A.Nbaae等人在1980年IAS年会上提出的。其中多电平电压源型变流器因其控制方式多样、输出电流谐波含量低、逆变效率高等良好的特性已成为高压大功率应用的热点。R.H.Baker于1975年最早提出了级联H桥多电平变流器的概念；日本学者A.Nabae、H.Akagi等人于1983年提出了中点箝位型多电平PWM逆变器；T.A.Meynard于1992年提出了飞跨电容型多电平逆变器。三种传统的多电平变流器虽然能够实现多电平电压输出，但是需要大量的箝位二极管，飞跨电容或者独立电源，从而会使系统体积庞大，可靠性降低，成本增加。随着多电平变流器的应用越来越广泛，如何能进一步简化其结构，减少使用的功率开关器件，降低其体积与成本也越来越受到重视，而且随着功率半导体器件技术的发展，如何充分利用开关速度较快但耐压比较低的器件(如IGBT)和耐压值较高但开关频率较低的器件(如GTO，IGCT)各自的优点，使系统结构更优化也受到广泛关注。目前，在三种传统多电平变流器基础上，大量的新型多电平变流器拓扑相继被提出。例如五电平H桥型中点钳位型变流器(5L-HNPC)，三电平有源钳位型变流器(3L-ANPC)，五电平有源钳位型变流器(5L-ANPC)以及四电平混合钳位型变流器(4L-HC)等。多电平变流器的调制策略，根据开关频率的高低，可被分为基频调制和高频调制。在基频调制下，逆变器的每个功率开关器件在一个工频周期中只开关一、两次，输出的交流电压呈阶梯波形，比较典型的基频调制方法有开关点预制调制法和阶梯波调制法。在高频调制下，逆变器的每个开关器件在一个工频周期中会开关多次，这类调制方法主要有正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量调制(SVM)。目前出现了诸如载波层叠、载波移相、频率优化、消除特定次谐波、空间电压矢量等多种控制策略。技术实现要素：发明目的：为了解决传统多电平变流器结构复杂，体积较大，控制复杂度较大的问题，本发明公开了一种三相双T型五电平变流器及其控制方法，简化了多电平变流器结构，减少了使用的功率开关器件数量，降低了其体积与成本，使系统结构更加优化。针对所提出的多电平变流器拓扑，采用基于多载波同相层叠SPWM调制的控制方法实现交流侧期望电压电平输出的同时，实时调节飞跨电容电压的平衡。技术方案：一种三相双T型五电平变流器，由三相双T型桥臂和直流母线并联构成；所述三相双T型桥臂分别为电路结构相同的A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；每相桥臂由上半桥桥臂、飞跨电容、左中点钳位型桥臂、右中点钳位型桥臂和下半桥桥臂组成；所述直流母线由+E母线、-E母线和两个串联电解电容构成；所述上半桥桥臂由第五绝缘栅双极型晶闸管Sx5的发射极与第一绝缘栅双极型晶闸管Sx1的集电极连接而成，连接后的第五绝缘栅双极型晶闸管Sx5的集电极连接至直流母线的正极性端，第一绝缘栅双极型晶闸管Sx1的发射极连接至交流输出端x；所述x为A相交流输出端a、B相交流输出端b、C相交流输出端c；所述下半桥桥臂由第八绝缘栅双极型晶闸管Sx8的集电极与第四绝缘栅双极型晶闸管Sx4的发射极连接而成，连接后的第八绝缘栅双极型晶闸管Sx8的发射极连接至直流母线的负极性端，第四绝缘栅双极型晶闸管Sx4的集电极连接至交流输出端x；所述飞跨电容由第一飞跨电容Cfx1的负极连接第二飞跨电容Cfx2的正极连接而成，连接后的正极性端连接至上半桥桥臂的中点m，负极性端连接至下半桥桥臂的中点n；所述左中点钳位型桥臂由第六绝缘栅双极型晶闸管Sx6的发射极与第七绝缘栅双极型晶闸管Sx7的发射极连接而成，连接后的第六绝缘栅双极型晶闸管Sx6的集电极连接至直流母线的中点O，第七绝缘栅双极型晶闸管Sx7的集电极连接至飞跨电容的中点N；所述右中点钳位型桥臂由第二绝缘栅双极型晶闸管Sx2的发射极与第三绝缘栅双极型晶闸管Sx3的发射极连接而成，连接后的第二绝缘栅双极型晶闸管Sx2的集电极连接至交流输出端x，第三绝缘栅双极型晶闸管Sx3的集电极连接至飞跨电容的中点N。本发明还提供一种对三相双T型五电平变流器的控制方法，具体步骤如下：步骤一、采用多载波同相层叠SPWM调制技术，将基频正弦调制波信号和同相层叠的四组载波信号相比较，确定期望输出电压电平数，其中A，B，C三相的调制波信号相位角互差120°；步骤二、检测交流侧电流ix的方向，测量飞跨电容电压实际测量值Vfxi并与电容电压参考值Vfxi_ref相比较，得到飞跨电容电压的误差ΔVfxi；ΔVfxi＝Vfxi-Vfxi_ref,x＝a,b,c；i＝1,2；其中：i＝1表示第一飞跨电容Cfx1，i＝2表示第二飞跨电容Cfx2；步骤三、根据期望输出电压电平数，交流侧电流ix的方向，飞跨电容电压的误差ΔVfxi，参照表3和表4中飞跨电容的充、放电原则选取开关状态，控制相应的绝缘栅双极型晶闸管导通或关断；表3开关状态、交流侧电流对飞跨电容的影响表4飞跨电容电压控制下的开关状态选择原则其中：ix≥0表示电流从直流侧流向交流侧，ix<0表示电流经交流侧流向直流侧，C代表飞跨电容充电，D代表飞跨电容放电。进一步的，所述多载波同相层叠SPWM调制技术中，载波组由4组频率和幅值均相同的三角载波分成四层上下层叠，以水平中线作为参考零线，两组分布于水平中线上方，两组分布于水平中线下方，与共同的基频正弦调制波相交。有益效果：相比于传统多电平变流器，本发明公开的一种三相双T型五电平变流器及其控制方法具有以下优势：(1)与二极管箝位型和飞跨电容箝位型两种多电平变流器相比，在输出相同电平数的情况下，不需要额外增加钳位二极管，使用的功率开关管数量，飞跨电容数量均大大减少，因此，减小的变流器系统体积和复杂度，降低了成本。与级联H桥型多电平变流器相比，该三相双T型五电平变流器，输出相同电平数的情况下，三相桥臂共用直流母线，使用的独立电源数量、变压器数量均大大减少。(2)基于多载波同相层叠的SPWM技术的控制方法在输出期望电压电平的同时，可以实时调节飞跨电容电压的平衡，从而可以提高变流器的输出电能质量。而且该控制方法还具有扩展电平比较容易，器件的开关频率较低而等效开关频率较高，输入输出线性度好等优点。(3)该变流器具有9种不同开关状态，当某些功率开关器件发生故障时，可以利用冗余开关状态使变流器运行于容错模式下，因此该变流器易于容错运行，系统可靠性较高。附图说明图1为传统二极管钳位型、飞跨电容型和级联H桥型五电平变流器拓扑结构图；图2为三相双T型五电平变流器拓扑结构图；图3为三相双T型五电平变流器等效电路图；图4为多载波同相层叠SPWM调制方法原理图；图5为三相双T型五电平变流器控制框图。具体实施方式下面结合附图对本发明做更进一步的解释。图1(a)、图1(b)和图1(c)所示分别为二极管钳位型、飞跨电容钳位型和级联H桥型三种传统五电平变流器拓扑结构图。图2所示为本发明提出的三相双T型五电平变流器拓扑结构，该变流器由三相双T型桥臂和直流母线1并联构成，其中每相桥臂由两个三电平T型变流器拓扑和两个串联的电解电容组合而成。所述三相双T型桥臂分别为电路结构相同的A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；每相桥臂2由上半桥桥臂21、飞跨电容22、左中点钳位型桥臂24、右中点钳位型桥臂23和下半桥桥臂25组成；所述直流母线1由+E母线、-E母线和两个串联电解电容构成；所述上半桥桥臂21由第五绝缘栅双极型晶闸管Sx5的发射极与第一绝缘栅双极型晶闸管Sx1的集电极连接而成，连接后的第五绝缘栅双极型晶闸管Sx5的集电极连接至直流母线1的正极性端，第一绝缘栅双极型晶闸管Sx1的发射极连接至交流输出端x；所述x为A相交流输出端a、B相交流输出端b、C相交流输出端c；所述下半桥桥臂25由第八绝缘栅双极型晶闸管Sx8的集电极与第四绝缘栅双极型晶闸管Sx4的发射极连接而成，连接后的第八绝缘栅双极型晶闸管Sx8的发射极连接至直流母线1的负极性端，第四绝缘栅双极型晶闸管Sx4的集电极连接至交流输出端x；所述飞跨电容22由第一飞跨电容Cfx1的负极连接第二飞跨电容Cfx2的正极连接而成，连接后的正极性端连接至上半桥桥臂21的中点m，负极性端连接至下半桥桥臂25的中点n；所述左中点钳位型桥臂24由第六绝缘栅双极型晶闸管Sx6的发射极与第七绝缘栅双极型晶闸管Sx7的发射极连接而成，连接后的第六绝缘栅双极型晶闸管Sx6的集电极连接至直流母线1的中点O，第七绝缘栅双极型晶闸管Sx7的集电极连接至飞跨电容22的中点N；所述右中点钳位型桥臂23由第二绝缘栅双极型晶闸管Sx2的发射极与第三绝缘栅双极型晶闸管Sx3的发射极连接而成，连接后的第二绝缘栅双极型晶闸管Sx2的集电极连接至交流输出端x，第三绝缘栅双极型晶闸管Sx3的集电极连接至飞跨电容(22)的中点N。图3所示为三相双T型五电平变流器等效电路图，根据图3所示的三相双T型五电平变流器等效电路图，得出该变流器的平均模型，流过飞跨电容的电流可以表示为：ifx1=(Sx5-Sx1)ixifx2=(Sx8-Sx4)ix(x=a,b,c)]]>由于受三相交流侧相电流的影响，流过直流侧电容的电流可以表示为：i1=Σxx=a,b,ck1xix=k1aia+k1bib+k1cici2=Σxx=a,b,ck2xix=k2aia+k2bib+k2cici3=Σxx=a,b,ck3xix=k3aia+k3bib+k3cici3=-(i3+i2)]]>其中，k1x,k2x,k3x为交流侧相电流对直流侧电容的影响系数。在输出相同五电平情况下，三相双T型多电平变流器与二极管钳位型、飞跨电容钳位型及级联H桥型三种传统多电平变流器的参数对比如表1所示。表1新型三相双T型五电平变流器与传统三相五电平变流器的对比表2所示为三相双T型五电平变流器开关状态、飞跨电容电压及输出电压、电平数量之间的关系。表2开关状态、交流侧电流对直流侧电容的影响图4所示为多载波同相层叠SPWM调制原理图，针对三相双T型五电平变流器的特点，综合考虑变流器工作频率、输出电压的指标等因素，载波组由4组频率和幅值均相同的三角载波分成四层上下层叠，以水平中线作为参考零线，两组分布于水平中线上方，两组分布于水平中线下方，与共同的基频正弦调制波相交。通过实时检测交流侧相电流方向，测量飞跨电容电压值并计算与参考值的偏差值，合理选取开关状态，通过调制比较产生五电平输出，对应产生互补的开关信号，触发相应的功率开关器件导通。图5所示为三相双T型五电平变流器控制框图，采用多载波同相层叠SPWM调制方法，在交流侧输出期望的电压电平，同时调节飞跨电容电压的平衡。当变流器在输出开关状态B，状态C和状态D时含有不同的冗余开关组合，因此通过检测电容电压实际值与参考值的偏差来选择相应的开关组合，对飞跨电容进行充、放电，从而控制飞跨电容电压的平衡。具体的，一种对三相双T型五电平变流器的控制方法，具体步骤如下：步骤一、采用多载波同相层叠SPWM调制技术，将基频正弦调制波信号和同相层叠的四组载波信号相比较，确定期望输出电压电平数，其中A，B，C三相的调制波信号相位角互差120°；步骤二、检测交流侧电流ix的方向，测量飞跨电容电压实际测量值Vfxi并与飞跨电容电压参考值Vfxi_ref相比较，得到飞跨电容电压的误差ΔVfxi；ΔVfxi＝Vfxi-Vfxi_ref,x＝a,b,c；i＝1,2；其中：i＝1表示第一飞跨电容Cfx1，i＝2表示第二飞跨电容Cfx2；步骤三、根据期望输出电压电平数，交流侧电流ix的方向，飞跨电容电压的误差ΔVfxi，参照表3和表4中飞跨电容的充、放电原则选取开关状态，控制相应的绝缘栅双极型晶闸管导通或关断；表3开关状态、交流侧电流对飞跨电容的影响表4飞跨电容电压控制下的开关状态选择原则其中：ix≥0表示电流从直流侧流向交流侧，ix<0表示电流经交流侧流向直流侧，C代表飞跨电容充电，D代表飞跨电容放电。例如变流器A相期望输出电平数为2，此时仅对飞跨电容Cfa2的状态产生影响。当检测到A相电流ia≥0，飞跨电容电压偏差值ΔVfa2≥0时，应选取开关状态D1；当A相电流ia≥0，飞跨电容电压误差值ΔVfa2<0时，应选取开关状态D2；当A相电流ia<0，飞跨电容电压误差值ΔVfa2<0时，应选取开关状态D1；当A相电流ia<0，飞跨电容电压误差值ΔVfa2≥0时，应选取开关状态D2。同理，当变流器期望输出电平数为3，4时，参照表3和表4可以选取合适的开关状态，从而在输出期望电压电平的同时，控制飞跨电容电压的平衡。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本
技术领域：
的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。当前第1页1 2 3