适用于电源供应器的纹波补偿电路及其补偿方法与流程

本申请涉及一种纹波补偿电路，特别涉及一种适用于电源供应器的纹波补偿电路及补偿方法。

背景技术：

电源供应器在日常生活中是一种十分普遍应用的电子产品，几乎所有的电器装置都具备电源供应器，以供应电源给电器装置的内部组件或电子元件使用。以交流/直流电源供应器为例，其通常包含一功率因数校正(pfc)电路及一llc谐振转换电路。其中，功率因数校正电路是接收交流电压，例如市电，并对交流电压进行功率因数校正，以输出过渡直流电压。llc谐振转换电路则接收过渡直流电压，并以谐振方式将接收到的过渡直流电压转换为不同电压等级的输出直流电压。

然而，于使用交流/直流电源供应器时，由于所接收的交流电压存在一低频(一般是指频率90hz至120hz的纹波)，因此导致功率因数校正电路所输出的过渡直流电压及llc谐振转换电路所输出的输出直流电压亦对应存在低频纹波，该些低频纹波不但产生不必要的电能损耗，更可能使交流/直流电源供应器运作不正常，亦产生噪声与噪音。

现有技术中，用于具llc谐振转换电路的交流/直流电源供应器的抑制低频纹波的方法主要为采取模拟滤波方式，亦即在llc谐振转换电路的输出端加入一模拟滤波电路，例如rc滤波电路或lc滤波电路，以滤除llc谐振转换电路所输出的输出直流电压中的低频纹波。虽然利用模拟滤波电路并于设计时通过计算交流/直流电源供应器中相关元件的阻值、容值、感量，便可在一定程度上有效地抑制低频纹波。然这种增加模拟滤波电路的方式既增加了交流/直流电源供应器的生产成本，也增加了交流/直流电源供应器内的应用空间的要求。

为了解决上述增加模拟滤波电路所产生的问题，在许多其它的先前文献中则改为通过提高llc谐振转换电路的输入端所接收到的电压的低频增益的方法，以抑制交流/直流电源供应器中的输出电压的低频纹波，此种方法是将llc谐振转换电路所输出的输出电压与滤波器的增益直接作乘法运算，以通过提升llc谐振转换电路的输出电压的低频增益而产生一增益信号，并直接通过该增益信号补偿llc谐振转换电路所接收的输入电压，进而提高输入电压的低频增益。请参阅图1a及图1b，其中图1a是为现有技术中经增益信号补偿后的llc谐振转换电路的输入端所接收的电压的增益-频率波形图，图1b是为对应图1a而为经增益信号补偿后的llc谐振转换电路的输入端所接收的电压的相位-频率波形图。然而，由于上述提高llc谐振转换电路的输入电压的低频增益的方法是利用llc谐振转换电路的输出电压与滤波器的增益作乘法运算而产生，其零点和极点实产生改变，因此若采用零点和极点发生改变的增益信号来直接补偿llc谐振转换电路的输入电压，实产生明显的相位冲击，例如，图1a所标示a的区域，代表经提高增益而补偿后的llc谐振转换电路的输入电压在频率约100hz时所提高的增益，然而由图1b所标示a’的区域可知，当如图1a提高了电压增益的同时，确存在约90deg至约-90deg的相位冲击，而此巨大的相位冲击将导致交流/直流电源供应器的不稳定。

因此，如何发展一种克服上述缺点的适用于电源供应器的纹波补偿电路及其适用的补偿方法，实为目前迫切的需求。

技术实现要素：

本申请的目的在于提供一种适用于电源供应器的纹波补偿电路及其适用的补偿方法，其中纹波补偿电路不但可提升llc谐振转换电路的输入端的电压的低频增益，进而抑制低频纹波，更可降低相位冲击，以维持电源供应器的稳定度。更甚者，本申请的纹波补偿电路可以减少电源供应器的内部的使用空间，并减低生产成本。

为达上述目的，本发明的一较佳实施方式为提供一种适用于电源供应器的纹波补偿电路，其中电源供应器包含llc谐振转换电路，llc谐振转换电路的输入端是接收输入电压，llc谐振转换电路的输出端是输出输出电压。纹波补偿电路是包含减法器、数字滤波器、加法器及电压环路补偿电路。减法器的输入端是与llc谐振转换电路的输出端相连接，减法器是接收输出电压以及参考电压，且将参考电压与输出电压作减法运算，以产生第一误差信号。数字滤波器的输入端是与减法器的输出端相连接，用以接收第一误差信号，并提升第一误差信号的低频增益，进而产生第二误差信号。加法器的输入端是与减法器的输出端以及数字滤波器的输出端相连接，加法器是接收第一误差信号与第二误差信号，且将第一误差信号与第二误差信号作加法运算，以产生调制误差信号。电压环路补偿电路的输入端是与加法器的输出端相连接，电压环路补偿电路的输出端是与llc谐振转换电路相连接，电压环路补偿电路是接收调制误差信号，并依据调制误差信号对应产生补偿信号以控制llc谐振转换电路，以提高输入电压的低频增益以及提高电压环路补偿电路的响应，使llc谐振转换电路对应输出抑制过低频纹波的输出电压。

本发明的另一实施方式为提供一种补偿方法，适用于电源供应器的纹波补偿电路，其中电源供应器包含llc谐振转换电路，llc谐振转换电路的输入端是接收输入电压，llc谐振转换电路的输出端是输出输出电压。本申请的补偿方法包含步骤：(a)将一参考电压与输出电压作减法运算，以产生第一误差信号；(b)利用数字滤波器来提升第一误差信号的低频增益，进而产生第二误差信号；(c)将第一误差信号与第二误差信号作加法运算，以产生调制误差信号；(d)依据调制误差信号对应产生补偿信号以控制llc谐振转换电路，以提高llc输入电压的低频增益，且使llc谐振转换电路对应输出抑制过低频纹波的输出电压。

本发明的另一实施方式为提供一种电源供应器，其中电源供应器是包含llc谐振转换电路以及纹波补偿电路。llc谐振转换电路的输入端是接收输入电压，llc谐振转换电路的输出端是输出输出电压。纹波补偿电路是包含减法器、数字滤波器、加法器及电压环路补偿电路。减法器的输入端是与llc谐振转换电路的输出端相连接，减法器是接收输出电压以及参考电压，且将参考电压与输出电压作减法运算，以产生第一误差信号。数字滤波器的输入端是与减法器的输出端相连接，用以接收第一误差信号，并提升第一误差信号的低频增益，进而产生第二误差信号。加法器的输入端是与减法器的输出端以及数字滤波器的输出端相连接，加法器是接收第一误差信号与第二误差信号，且将第一误差信号与第二误差信号作加法运算，以产生调制误差信号。电压环路补偿电路的输入端是与加法器的输出端相连接，电压环路补偿电路的输出端是与llc谐振转换电路相连接，电压环路补偿电路是接收调制误差信号，并依据调制误差信号对应产生补偿信号以控制llc谐振转换电路，以提高输入电压的低频增益以及提高电压环路补偿电路的响应，使llc谐振转换电路对应输出抑制过低频纹波的输出电压。

附图说明

图1a是为现有技术中经增益信号补偿后的llc谐振转换电路的输入端所接收的电压的增益-频率波形图。

图1b是为对应图1a而为经增益信号补偿后的llc谐振转换电路的输入端所接收的电压的相位-频率波形图。

图2是为本申请较佳实施例的适用于电源供应器的纹波补偿电路的电路示意图。

图3是为图2所示的数字滤波器的z领域转移函数的架构图。

图4是为图2所示的纹波补偿电路的补偿方法的流程图。

图5a是为本申请图2所示的第一误差信号的电压-时序模拟结果图。

图5b是为本申请图2所示的第二误差信号的电压-时序模拟结果图。

图5c是为本申请图2所示的调制误差信号的电压-时序模拟结果图。

图6a是为未使用本申请的纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的电压-时序模拟结果图。

图6b是为使用本申请纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的电压-时序模拟结果图。

图7a是为未使用本申请的纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的振幅-频率拟结果图。

图7b是为使用本申请纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的振幅-频率模拟结果图。

图8a是为经本申请的纹波补偿电路补偿后的llc谐振转换电路的输入电压的增益-频率波形图。

图8b是为对应图8a而为经本申请的纹波补偿电路补偿后的llc谐振转换电路的输入电压的相位-频率波形图。

附图标记说明：

a、a’、b、b’、c、c’：标示区域

1：电源供应器

2：纹波补偿电路

3：llc谐振转换电路

21：减法器

22：数字滤波器

23、31：加法器

24：电压环路补偿电路

ve：第一误差信号

ve’：第二误差信号

vin：输入电压

vout：输出电压

vref：参考电压

vg：调制误差信号

sc：补偿信号

a1、a2、b1、b2：滤波器系数

z^-1：一阶延迟单元

具体实施方式

体现本申请特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本申请能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本申请的范围，且其中的说明及附图在本质上是当作的对其进行说明用，而非用于限制本申请。

图2是为本申请较佳实施例的适用于电源供应器的纹波补偿电路的电路示意图。如图2所示，本申请的纹波补偿电路2是应用于一电源供应器1中，其中该电源供应器1可为但不限于一交流/直流电源供应器，且该电源供应器1是包含一llc谐振转换电路3，该llc谐振转换电路3是将所接收的输入电压vin以谐振方式转换为一输出电压vout，以提供给与电源供应器1电连接的负载，例如电器装置使用。

纹波补偿电路2是包含一减法器21、一数字滤波器22、一加法器23以及一电压环路补偿电路24。减法器21的输入端是与llc谐振转换电路3的输出端相连接，减法器21是接收llc谐振转换电路3的输出电压vout以及一参考电压vref，且将参考电压vref与输出电压vout作减法运算，以依据参考电压vref与输出电压vout之间的差值产生第一误差信号ve。

数字滤波器22的输入端是与减法器21的输出端相连接，且预设有一z领域转移函数，数字滤波器22用以接收第一误差信号ve，并利用z领域转移函数来提升第一误差信号ve的低频增益，进而产生一第二误差信号ve’。于一些实施例中，上述的低频增益是介于频率90hz-120hz间的电压增益。

请参阅图3，并配合图2，其中图3是为图2所示的数字滤波器的z领域转移函数的架构图。如图所示，本申请的数字滤波器22可为但不限于由一无限脉冲响应滤波器(infiniteimpulseresponsefilter，iirfilter)所构成，该无限脉冲响应滤波器是预设有z领域转移函数，即下列式(1)：

于式(1)中，h(z)是指z领域转移函数，ve是指第一误差信号，ve’是指第二误差信号，a1、a2、b1、b2是为无限脉冲响应滤波器的滤波器系数，z^-1为一阶延迟单元、z^-2为两个一阶延迟单元z^-1作乘法运算所得到的二阶延迟单元。而为了实现式(1)，一般是以图3所示的架构图来实现，其中标号31为一加法器，而无限脉冲响应滤波器将第一误差信号ve与第二误差信号ve’经过图3中的滤波器系数a1、a2、b1、b2、一阶延迟单元z^-1以及加法器31做运算，进而得到本申请的z领域转移函数h(z)。更甚者，调整a1、a2的系数可以调整滤波器的极点设置的位置，调整b1、b2的系数可以调整滤波器的零点设置的位置，通过调整上述滤波器系数的数值，可以设计于不同频率具备不同增益效果的滤波器，例如本申请通过调整z领域转移函数h(z)的滤波器系数，即可使数字滤波器22达到提升介于频率90hz-120hz间的电压增益，然由于通过调整不同的上述多个滤波器系数皆可设计出提升90hz-120hz的电压增益效果的滤波器，又调整滤波器系数实为本领域技术人员常用的手法，故不再赘述调整滤波器系数的方式。

请再参阅图2，加法器23的输入端是与减法器21的输出端以及数字滤波器22的输出端相连接，加法器23是接收减法器21所输出的第一误差信号ve与数字滤波器22所输出的第二误差信号ve’，且将第一误差信号ve与第二误差信号ve’作加法运算，以产生一调制误差信号vg。

电压环路补偿电路24的输入端是与加法器23的输出端相连接，电压环路补偿电路24的输出端是与llc谐振转换电路3相连接，电压环路补偿电路24是接收加法器23所输出的调制误差信号vg，并依据调制误差信号vg对应产生一补偿信号sc以控制llc谐振转换电路3，以提高llc谐振转换电路3所接收的输入电压vin的低频增益以及提高电压环路补偿电路的响应，借此使llc谐振转换电路3因输入电压vin的低频增益已提升而对应输出已抑制过低频纹波的输出电压vout。

请同时参阅图2与图4，其中图4是为图2所示的纹波补偿电路的补偿方法的流程图。如图4所示，本申请的纹波补偿电路2的补偿方法包含下列步骤。首先，执行步骤s1，接收llc谐振转换电路3的输出电压vout以及参考电压vref，且将参考电压vref与输出电压vout作减法运算，以产生第一误差信号ve。接着，执行步骤s2，数字滤波器22接收第一误差信号ve，并利用预设于数字滤波器22的z领域转移函数来提升第一误差信号ve的低频增益，进而产生第二误差信号ve’。然后，执行步骤s3，加法器23接收第一误差信号ve与第二误差信号ve’，且将第一误差信号ve与第二误差信号ve’作加法运算，以产生调制误差信号vg。最后执行步骤s4，电压环路补偿电路24接收调制误差信号vg，并依据调制误差信号vg对应产生补偿信号sc以控制llc谐振转换电路3，以提高llc谐振转换电路3的输入电压vin的低频增益，使llc谐振转换电路3对应输出抑制过低频纹波的输出电压vout。

请同时参阅图2及图5a-5c，其中图5a是为本申请图2所示的第一误差信号的电压-时序模拟结果图，图5b是为本申请图2所示的第二误差信号的电压-时序模拟结果图，图5c是为本申请图2所示的调制误差信号的电压-时序模拟结果图。由图5a-5c中可得知，由于数字滤波器22提升了第一误差信号ve的低频增益(由图5a与图5b比较可得)，故通过第一误差信号ve与第二误差信号ve’作加法运算后所产生的调制误差信号vg可抑制误差信号ve所伴随的低频纹波。

请参阅图6a及图6b，其中图6a是为未使用本申请的纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的电压-时序模拟结果图，图6b是为使用本申请纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的电压-时序模拟结果图。由图6a及6b中可以清楚得知，当未使用本申请纹波补偿电路2时，llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的峰对峰电压值为469mv，而若使用本申请纹波补偿电路2，则llc谐振转换电路3的低频纹波的峰对峰电压值可降低至259mv，由此可以明显得知，本申请的纹波补偿电路2确实具有抑制纹波的技术效果。

请参阅图7a及图7b，其中图7a是为未使用本申请的纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的振幅-频率拟结果图，图7b是为使用本申请纹波补偿电路的llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波的振幅-频率模拟结果图。由图7a及7b中可以清楚得知，当未使用本申请纹波补偿电路2时，llc谐振转换电路所输出的输出电压的低频纹波位于110hz的振幅约为-19db(如标示b的区域)，而若使用本申请纹波补偿电路2，则llc谐振转换电路3所输出的输出电压的低频纹波位于110hz的振幅降低至-40.6db(如标示b’的区域)，由此可以明显得知，本申请的纹波补偿电路2确实具有抑制纹波的技术效果。

请参阅图8a及图8b，其中图8a是为经本申请的纹波补偿电路补偿后的llc谐振转换电路的输入电压的增益-频率波形图，图8b是为对应图8a而为经本申请的纹波补偿电路补偿后的llc谐振转换电路的输入电压的相位-频率波形图。如图所示，相较于现有技术中，由于调制误差信号是通过将llc谐振转换电路所输出的输出电压与滤波器的增益直接作乘法运算后，并将调制误差信号直接用来补偿llc谐振转换电路的输入电压，导致产生相位冲击，由于本申请乃是先通过数字滤波器22将第一误差信号ve的低频增益作提升，以产生第二误差信号ve’，再利用第二误差信号ve’与第一误差信号ve作加法运算而产生调制误差信号vg，最后才利用调制误差信号vg补偿llc谐振转换电路3的输入电压vin，如此一来，调制误差信号vg的极点与零点冲击可减小，对应使得通过调制误差信号vg补偿后的llc谐振转换电路3的输入电压vin的相位冲击亦减小。亦即如图8a、8b所示，其中在图8a所标示c的区域，是代表经调制误差信号vg补偿后的llc谐振转换电路3的输入电压vin提高了在频率约100hz时的增益，而图8b所标示c’的区域，则代表经调制误差信号vg补偿后的llc谐振转换电路3的输入电压vin在提高了在频率约100hz时的增益的同时，是存在约15deg至约-15deg的相位冲击，故可证明，相较于传统增加增益同时将导致约90deg至约-90deg的相位冲击，本申请的纹波补偿电路2确实可在提升低频增益的同时，减少相位冲击，故本申请的纹波补偿电路2可以在抑制低频纹波的同时，亦维持电源供应器1的稳定度。

于一些实施例中，纹波补偿电路2可整合于电源供应器1的一微控制器(未图示)，其中微控制器是与llc谐振转换电路3电连接，主要用以控制llc谐振转换电路3的运作，而当本申请的纹波补偿电路2整合于微控制器中时，可通过微控制器以数字方式来执行上述的补偿方法，借此补偿llc谐振转换电路3输入电压vin的低频增益，如此一来，本申请的电源供应器1便可直接通过微控制器对llc谐振转换电路3进行低频纹波的抑制，因而无需如传统电源供应器需额外增加硬件元件，例如，rc滤波电路或lc滤波电路等，故本申请的电源供应器1可减少内部空间的使用，并减低生产成本。更甚者，由于微控制器的储存空间与运算资源是有限的，然而本申请的数字滤波器22是由使用简单、效率佳且低阶数的数字滤波器22为主，例如无限脉冲响应滤波器，故可以用较低的阶数达到较高的频率选择性，因此所用的存储单元少，并不会增加微控制器的储存空间与运算资源的负担。

综上所述，本申请提供一种适用于电源供应器的纹波补偿电路及其适用的补偿方法，其中本申请的纹波补偿电路是先通过数字滤波器而提升第一误差信号的低频增益，以产生第二误差信号，再利用第二误差信号与第一误差信号作加法运算而产生调制误差信号，而后才通过该调制误差信号补偿llc谐振转换电路的输入电压，因此调制误差信号的极点与零点冲击可减小，对应使得通过调制误差信号补偿后的llc谐振转换电路的输入电压的相位冲击亦减小，因此，本申请可以在抑制低频纹波的同时，亦维持电源供应器的稳定度。

本申请得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。