一种医用激光器充电电源的制作方法

本发明属于照明装置技术领域，涉及一种医用激光器充电电源。

背景技术：

能源转换效率和稳定性一直是人们关注的热点，其中功率转换器件作为电力行业效率转换的一个代表，被广泛应用在如开关电源，分布式电源，不间断电源，脉冲电源等各个方面，传统的功率转换器件具有开关损耗大，电压应力大，功率密度低，EMI大，稳定性差，转换效率低等诸多问题，而全桥变换器则能很好的削弱或者解决这些问题，并使得变换器也能广泛的应用于精密仪器，比如医用、军用等

传统功率转换器件大多工作于硬开关状态。即开关时，电流和电压会有一个交叠区，产生开通损耗。变换器的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，效率就越低，因此，开关损耗限制了变换器功率密度的提高，也限制了变换器的小型化和轻量化。

传统单相变换器的功率水平有限，对于快速充电场合不太实用。

技术实现要素：

本发明的目的在于解决上述现有技术的问题，提供一种大功率、高效率的医用激光器充电电源。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种医用激光器充电电源，包括三相桥式逆变电路、谐振网络、变压器、输出整流滤波电路以及用于产生并发送与判定的工作模式对应的控制信号的控制模块；三相桥式逆变电路接直流电源Vin，三相桥式逆变电路通过谐振网络接变压器原边绕组，三相桥式逆变电路与谐振网络并联，变压器副边绕组接输出整流滤波电路。

本发明进一步的改进在于：

所述三相桥式逆变电路包括开关网络，开关网络包括若干开关MOS管，每个开关MOS管的源极和漏极之间均并联体二极管和寄生电容；

开关MOS管Q1的漏极、开关MOS管Q3的漏极、开关MOS管Q5的漏极、开关MOS管Q7的漏极、开关MOS管Q9的漏极以及开关MOS管Q11的漏极接直流电源Vin的一侧，开关MOS管Q2的源极、MOS管Q4的源极、开关MOS管Q6的源极、开关MOS管Q8的源极、开关MOS管Q10的源极以及开关MOS管Q12的源极接直流电源Vin的另一侧；

开关MOS管Q1的源极和开关MOS管Q2的漏极相连，开关MOS管Q3的源极和开关MOS管Q4的漏极相连，开关MOS管Q5的源极和开关MOS管Q6的漏极相连，开关MOS管Q7的源极和开关MOS管Q8的漏极相连，开关MOS管Q9的源极和开关MOS管Q10的漏极相连，开关MOS管Q11的源极和开关MOS管Q12的漏极相连；开关MOS管Q2的源极，开关MOS管Q4的源极，开关MOS管Q6的源极，开关MOS管Q8的源极，开关MOS管Q10的源极，以及开关MOS管Q12的源极均接地。

所述谐振网络包括寄生电容、谐振电感和变压器的原边绕组；

变压器TR1的原边绕组一端接串联谐振电感Lk1，谐振电感Lk1的另一端接开关MOS管Q1的源极，原边绕组的另一端接开关MOS管Q3的源极；变压器TR2的原边绕组一端接串联谐振电感Lk2，谐振电感Lk2的另一端接开关MOS管Q5的源极，原边绕组的另一端接开关MOS管Q7的源极；变压器TR3的原边绕组一端接串联谐振电感Lk3，谐振电感Lk3的另一端接开关MOS管Q9的源极，原边绕组的另一端接开关MOS管Q11的源极。

所述输出整流电路为全波整流电路，包括整流二极管和滤波电容组；

变压器TR1的副边绕组分别接整流二极管D13和整流二极管D14的阳极；整流二极管D13和整流二极管D14的阴极均连接滤波电感Lf1的一端，滤波电感Lf1的另一端接由电容C13、电容C14和电容C15组成的第一滤波电容组的一侧，且该侧作为正极输出端，第一滤波电容组的另一侧接地；

变压器TR2的副边绕组分别接整流二极管D15和整流二极管D16的阳极；整流二极管D15和整流二极管D16的阴极均连接滤波电感Lf2的一端，滤波电感Lf2的另一端接由电容C16、电容C17和电容C18组成的第二滤波电容组的一侧，第二滤波电容组的另一侧接地；

变压器TR3的副边绕组分别接整流二极管D16和整流二极管D17的阳极；整流二极管D16和整流二极管D17的阴极均连接滤波电感Lf3的一端，滤波电感Lf3的另一端接由电容C19、电容C20和电容C21组成的第三滤波电容组的一侧，第三滤波电容组的另一侧接地，且该侧作为负极输出端。

所述控制模块包括控制处理器、驱动电路、第一采样电路以及第二采样电路；第一采样电路采集直流电源Vin两端的电压，第二采样电路采集输出端正负极两端的电压，第一采样电路和第二采样电路的通过驱动电路将采样结果输出至控制处理器中，控制处理器根据检测到的电源电压和负载电压进行计算得到指令电流信号，并将指令电流信号发送给驱动电路，驱动电路的控制信号输出端分别接各个开关MOS管的栅极。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明通过三相并联式输入结构加大电路功率能力，串联式输出使得高电压充电结构整流部分电压应力降低，同时减小滤波电容容量，缩短充电时间，为设备的稳定运行提供保障。本发明通过分相并联来加大了变换器的额定功率，并且交错控制减小了输入直流母线电容的尺寸，在宽负载范围内能以零电压零电流的开关方式来完成软开关，使得变换器整体效率提升。本发明可以以恒功率方式给电容组快速充电，从而保持变换器最小功率，来使得成本和体积都减小。

【附图说明】

图1是本发明的电路拓扑结构；

图2是本发明电路的充电模式图；

图3是本发明电路工作时序和相应变压器与整流输出电压图；其中a1为0°＜a＜60°时变压器原边电压和整流输出电压图，a2为MOS管栅极信号时序图；b1为60°＜a＜120°时MOS管栅极信号时序图，b2为变压器原边电压和整流输出电压图；c1为120°＜a＜180°时MOS管栅极信号时序图，c2为变压器原边电压和整流输出电压图；

图4是本发明整体结构的电路图；

图5是本发明医用激光器系统框图。

【具体实施方式】

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参见图1，本发明医用激光器充电电源，包括三相桥式逆变电路、谐振网络、变压器、输出整流滤波电路以及用于产生并发送与判定的工作模式对应的控制信号的控制模块；三相桥式逆变电路接直流电源Vin，三相桥式逆变电路通过谐振网络接变压器原边绕组，三相桥式逆变电路与谐振网络并联，变压器副边绕组接输出整流滤波电路。

三相桥式逆变电路包括开关网络，开关网络包括若干开关MOS管，每个开关MOS管的源极和漏极之间均并联体二极管和寄生电容；开关MOS管Q1的漏极、开关MOS管Q2的源极、开关MOS管Q3的漏极、第四、开关MOS管Q5的漏极、开关MOS管Q6的源极、开关MOS管Q7的漏极、开关MOS管Q8的源极、开关MOS管Q9的漏极、开关MOS管Q10的源极、开关MOS管Q11的漏极、开关MOS管Q12的源极与直流电源Vin相连；

开关MOS管Q1的源极和开关MOS管Q2的漏极相连，开关MOS管Q2的源极接地；开关MOS管Q3的源极和开关MOS管Q4的漏极相连，开关MOS管Q4的源极接地；开关MOS管Q5的源极和开关MOS管Q6的漏极相连，开关MOS管Q6的源极接地；开关MOS管Q7的源极和开关MOS管Q8的漏极相连，开关MOS管Q8的源极接地；开关MOS管Q9的源极和开关MOS管Q10的漏极相连，开关MOS管Q10的源极接地；开关MOS管Q11的源极和开关MOS管Q12的漏极相连，开关MOS管Q12的源极接地。

谐振网络包括寄生电容、谐振电感和变压器的原边绕组；变压器TR1原边绕组的漏感为串联谐振电感，变压器TR1副边绕组分别接整流二极管D13和整流二极管D14；副边绕组串联滤波电感Lf1，并联由电容C13、电容C14和电容C15组成的滤波电容组；变压器TR2原边绕组的漏感为串联谐振电感，变压器TR2副边绕组分别接整流二极管D15和整流二极管D16；副边绕组串联滤波电感Lf2，并联由电容C16、电容C17和电容C18组成的滤波电容组；变压器TR3原边绕组的漏感为串联谐振电感，变压器TR3副边绕组分别接整流二极管D16和整流二极管D17；副边绕组串联滤波电感Lf3，并联由电容C19、电容C20和电容C21组成的滤波电容组。

如图2所示，为本发明的充电工作模式图，在开始时(t₀)，电容组电压值为零且他们的ESR非常小，此时用恒电流模式充电，以此来限制原副边器件的电流应力，当电容电压达到设定值(980V)时，即此时(t₁)为额定工作开始，以恒功率模式充电直到达t₂最大电压值(1290V)，该变换器额定工作状态下的恒功率充电模式可以改善效率，并缩短电容充电时间。

变换器逆变部分的三个移相全桥并联结构，要采用交错的的驱动信号来控制，移相角(a)由每个全桥桥臂来确定，互补得栅极信号来控制每个桥臂的上下管子，下面以三种工作模态来分析：0°＜a＜60°，60°＜a＜120°，120°＜a＜180°。

1：0°＜a＜60°。栅极信号时序如图3a₁符号a_1p表示a₁臂上管的驱动信号，同理a_2p，b_1p，b_2p，c_1p，c_2p也分别表示相应桥臂的上管驱动信号。在0模式时，a_1p，c_1p，c_2p所对应的的上管导通，a₂，b₁，b₂桥臂的对应下管也导通，A相变压器原边电压为Vin，B相和C相变压器原边电压为零，其它模态电压条件和该模态相似。每个模式详细的电路工作过程为：

模式0(t0～t1)：该模态A相电压为正，其对应输出电感电流线性增长，而B、C两相的处于环流阶段，考虑到这两相副边反馈电流值的和应与A相电流大小相等，方向相反。该阶段持续时间为δt＝a/360°*T。

模式1(t1～t2)：这是一个理想模式，三相均处于环流状态，A、C相电流通过上管和寄生二极管环流，B相电流通过下管和寄生二极管环流。继续时间为

模式2(t2～t3)：在该模式下，A、B相继续环流，但C相的C1臂的上管关断，同时下管导通，其变压器原边电压为-Vin。继续时间为δt＝a/360°*T

模式3(t3～t4)：在该模式开始时，C2臂的上管关断，下管道通，C相也处于环流状态。A、B相继续换流。继续时间为

4～11模式的分析与0～3模式相似，但是电流方向不同。

在景情1的状态下，只有一相变压器工作在能量转换状态，理想最大输出电压为n·V_in，最小电压为0，输出平均电压为

2:60°＜a＜120°。栅极信号时序如图3b₁，分析方式与上面相似，变压器原边电压和整流输出电压图见图3b₂，理想最大输出电压为2n·V_in，最小电压为n·V_in。根据1，可知持续时间分别为和平均输出电压为

3：120°＜a＜180°。栅极信号时序如图3c₁，变压器原边电压和整流输出电压图见图3c₂，理想输出电压会一直保持在2n·V_in，平均输出电压为

图4为变换器整体框图，在图1的基础上增加了第一采样电路、第二采样电路、控制处理器、驱动电路；第一采样电路对输入电压进行采样反馈到控制处理器，第二采样电路对输出电压进行采样反馈到控制处理器端；控制处理器(单片机、DSP、FPGA)对反馈给自己的信号进行处理，采用PWM调控方式调节占空比驱动方波发生电路给各桥臂的管子相应驱动信号。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。