本发明涉及一种涟波调变定导通时间电源供应器及其控制电路与控制方法，特别是指一种根据相位节点电压，适应性补偿涟波斜率的涟波调变定导通时间电源供应器及其控制电路与控制方法。
背景技术：
图1a显示典型的具有涟波调变定导通时间(ripple-basedconstanton-time,rbcot)的切换式电源供应器100的电路示意图。如图1a所示，具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器100包含控制电路110以及功率级120。控制电路110包括比较器111、控制讯号产生电路112、以及上桥驱动电路113与下桥驱动电路114。比较器111比较回授讯号vfb与参考讯号vref，并根据比较结果，产生比较讯号comp。其中，回授讯号vfb由串联于输出电压vout与接地电位gnd之间的电阻r1与r2中，取电阻r2上的分压而得。控制讯号产生电路112，接收比较讯号comp，产生控制讯号cu与cl。其中，控制讯号cu输入上桥驱动电路113，控制讯号cl输入下桥驱动电路114。控制讯号cl需要避免于控制讯号cu为高电位时，亦为高电位，基本上，控制讯号cu与cl互为反相讯号。控制讯号cu用以于固定导通时间(ton)内维持高电位。上桥驱动电路113接收控制讯号cu，产生上桥驱动讯号gh，使得功率级120中，上桥开关swh于固定导通时间(ton)内导通。而下桥驱动电路114则根据控制讯号cl，产生下桥驱动讯号gl，使得下桥开关swl于固定导通时间(ton)内不导通，而于固定导通时间(ton)结束后导通。简言之，功率级120根据上桥驱动讯号gh与下桥驱动讯号gl，分别切换上桥开关swh与下桥开关swl，以将输入电压vin转换为输出电压vout。并且，功率级120可为同步或异步的降压型、升压型、反压型、升降压型、或升反压型功率级电路，如图2a-2j所示。
说明涟波调变定导通时间(rbcot)架构，请同时参阅图1a与1b，图1b举例示出图1a中，各讯号的波形。上桥驱动讯号gh于低电位而下桥驱动讯号gl为高电位时，上桥开关swh不导通，相关于输出电压vout的回授讯号vfb逐渐下降，这是因为负载电路(未示出)消耗了输出电压vout使输出电容c1放电所致，而电阻r3代表输出电容c1的等效串联电阻(equivalentseriesresistor,esr)。参考讯号vref为默认的电压位准，例如图1b所示，为一个固定值。当回授讯号vfb逐渐下降至参考讯号vref时，比较器111输出的比较讯号comp，由高电位变为低电位，于是触发控制讯号产生电路112产生控制讯号，使得上桥驱动讯号gh于固定导通时间ton维持在高电位，导通上桥开关swh，对输出电容c1充电，进而于此固定导通时间ton，提高输出电压vout。而固定导通时间ton结束后，上桥驱动讯号gh由高电位转为低电位，而下桥驱动讯号gl由低电位转为高电位，也就是上桥开关swh不导通而下桥开关swl导通。此时输出电容c1放电，进而降低输出电压vout，直到回授讯号vfb逐渐下降至低于参考讯号vref，比较器111输出的比较讯号comp，再由高电位变为低电位，回到上述的流程，如此周而复始地运作。
综上所述，此种具有涟波调变定导通时间(rbcot)的切换式电源供应器，其控制讯号的产生必须依靠输出电压vout上的涟波讯号来作为触发控制，振幅太大的涟波讯号虽然可以让电路稳定性提升，但是却也容易超出涟波振幅的规格限制以及影响输出电压vout的准确度；振幅太小的涟波讯号虽然也许可以符合涟波振幅规格限制以及输出电压vout规格的要求，但是却容易破坏电路的稳定性造成剧跳(jitter)的情形，因此要拥有足够小的涟波讯号振幅同时又要兼顾电路稳定性就是一项具有挑战性的工作。
详言之，请参阅图3a与3b，图3a显示当输出电容c1的esr电阻r3相对较大时，例如输出电容c1为电解电容时，流经电感l的电感电流il、电阻r3跨压的涟波讯号vr、输出电容c1跨压的涟波讯号vc、以及输出电压vout的波形示意图。而图3b则是显示当输出电容c1的esr电阻r3相对较小时，例如输出电容c1为陶瓷电容时，上述涟波讯号的波形示意图。如图3a所示，当输出电容c1的esr电阻r3相对较大时，电阻r3跨压的涟波讯号vr振幅相对于输出电容c1跨压的涟波讯号vc较大，因此迭加为输出电压vout后，其相位与电感电流il大致同步，这是因为电阻r3跨压的涟波讯号vr与电感电流il之间相位是相同的。相较之下，当输出电容c1的esr电阻r3相对较小时，如图3b所示，电阻涟波讯号vr振幅相对于涟波讯号vc较小，因此迭加为输出电压vout后，其相位与电感电流il差别较大，这是因为当输出电容c1的esr电阻r3相对较小时，涟波讯号vc主导了输出电压vout的相位，涟波讯号vc产生的方式是在电感电流il大于负载电流iload时对输出电容c1充电，反之对输出电容c1放电，结果导致输出电压vout与电感电流il之间具有相位差，产生次谐波振荡现象，再加上输出电压vout的振幅很小，此时具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器100无法运作在稳定的状况之下。
就现今而言，涟波调变定导通时间(ripple-basedconstanton-time,rbcot)的切换式电源供应器，因其电路的设计较为精简，成本低，以及在轻载及重载时皆具有高效率的特性，被广泛应用于行动装置。为了适应行动装置的要求，此技术目前主要的发展目标为以陶瓷电容来取代传统使用的电解质电容。然而，在以陶瓷电容应用于输出电容的情况下，如上所述，由于输出电容电压的相位落后于电感电流，而导致涟波调变定导通时间(rbcot)控制架构有次谐波振荡现象发生的可能性。
为了消除上述次谐波振荡现象，由前述涟波调变定导通时间(rbcot)的控制架构，改良而衍生的外加斜坡补偿的架构已被提出。该架构通过外加斜率补偿方式，加强输出电容的等效串联电阻(esr)上电压讯号，从而相对降低输出电容跨压涟波相较于电感电流的相位延迟，以消除次谐波振荡现象，使电路稳定。然而，传统外加斜坡补偿均设计在特定工作条件下，皆采用固定斜率的斜坡电路，当系统输入、输出或切换频率发生变化时，系统瞬时响应可能会变差，甚至会出现不稳定现象。为解决上述问题，自适应斜坡补偿方式被广泛的提出，如美国专利案us8698475b2(下称参考文献1)与美国专利申请案us20140266112a1(下称参考文献2)。
在参考文献1中，其所提出的斜率补偿讯号发生电路，其输入端接收控制讯号产生电路所产生的讯号，其输出端提供电流讯号，通过一电阻耦接至控制信号产生电路的输入端。其中，通过仿真电流讯号流过输出电感的电流的下降级段，从而消除电容的相位延迟影响，使系统稳定。当系统工作情况发生变化时，通过调节上述电阻值，使系统稳定且维持较快瞬时响应。
在参考文献2中，其所提出的应用于切换式电源供应器的斜坡补偿讯号通过系统输出电压讯号及上桥开关触发信号产生。其中，上桥开关触发讯号中包含系统切换频率及工作周期相关信息。利用上述信息，通过一数字控制电路控制电阻-电容(rc)时间常数，从而产生自适应调节的斜率补偿讯号。
从参考文献1与2可以得知，上述自适应斜率补偿机制模拟流过电感上电流大小，通过自行调节外接电阻值或利用数字电路调节电阻-电容时间常数，从而根据当前系统工作情况调节斜率补偿讯号。该二现有发明所公开的技术手段，其控制架构复杂，需通过复杂计算以达到自适应调节效果，并无法以简单的电路实现，其制造成本相对于典型的具有涟波调变定导通时间(rbcot)的切换式电源供应器高。
具体言之，调节外接电阻的方式在设计集成电路时需多加一接脚，从成本角度考虑，并不值得推荐。且外加电阻值需根据系统工作情况进行一系列计算以获得，较为复杂。另外，若采用调节电阻-电容时间常数的方式，需根据数字电路计算以调节电阻-电容(rc)时间常数，硬件实现亦非易事。
有鉴于此，本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种涟波调变定导通时间电源供应器及其控制电路与控制方法，可在相对较低的等效串联电阻(esr)的情况下，其自适应斜率补偿电路，可均以模拟电路实现，且无需外接电阻，无需侦测输出电压讯号，控制架构简单，能以较少电路实现适应性调节，并仍维持稳定操作的涟波调变定导通时间电源供应器及其控制电路与控制方法。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提出一种涟波调变定导通时间电源供应器及其控制电路与控制方法，可在相对较低的等效串联电阻(esr)的情况下，其自适应斜率补偿电路，可均以模拟电路实现，且无需外接电阻，无需侦测输出电压讯号，控制架构简单，能以较少电路实现适应性调节，并仍维持稳定操作的涟波调变定导通时间电源供应器及其控制电路与控制方法。
为达上述目的，就其中一个观点言，本发明提供了一种具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器，包含：一功率级，根据一上桥驱动讯号，切换其中一上桥开关，并根据一下桥驱动讯号，切换其中一下桥开关，以将一输入电压转换为一输出电压，其中，该上桥开关与该下桥开关串联于一相位节点；以及一控制电路，根据与该输出电压相关的一回授讯号、该相位节点的一相位节点电压、与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，而产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号；其中，该控制电路包括：一驱动讯号产生电路，根据该回授讯号与一涟波斜率补偿讯号，产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号；以及一涟波斜率补偿电路，与该驱动讯号产生电路耦接，用以根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号。
在其中一种较佳的实施例中，该涟波斜率补偿电路包括：一积分器，与该驱动讯号产生电路耦接，用以根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一积分讯号；一取样保持电路，与该积分器耦接，用以根据该积分讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一取样保持讯号；以及一转换电路，与该取样保持电路及该驱动讯号产生电路耦接，用以根据该取样保持讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号。
在前述的实施例中，该积分器较佳地包括：一积分电容，与该相位节点耦接，用以根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该积分讯号；以及一积分开关，与该积分电容并联，用以根据该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而切换，使得该积分讯号相关于该输入电压与该上桥开关导通时间的乘积。
在其中一种较佳的实施例中，该取样保持电路包括：一取样保持电容，与该积分器耦接，用以根据该积分讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该取样保持讯号；以及一取样保持开关，与该取样保持电容耦接，用以根据该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而切换，而控制取样及保持操作，使得该取样保持电容取样并保持该积分器产生的积分讯号。
在其中一种较佳的实施例中，该转换电路包括：一受控电流源电路，与该取样保持电路耦接，用以根据该取样保持讯号，产生一充电电流；以及一充电电路，与该受控电流源电路耦接，用以根据该充电电流与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而充电，以产生该涟波斜率补偿讯号。
为达上述目的，就另一个观点言，本发明提供了一种具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器的控制电路，该具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器包含一功率级，其根据一上桥驱动讯号，切换其中一上桥开关，并根据一下桥驱动讯号，切换其中一下桥开关，以将一输入电压转换为一输出电压，其中，该上桥开关与该下桥开关串联于一相位节点；该控制电路根据与该输出电压相关的一回授讯号、该相位节点的一相位节点电压、与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，而产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号；该控制电路包含：一驱动讯号产生电路，根据该回授讯号与一涟波斜率补偿讯号，产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号；以及一涟波斜率补偿电路，与该驱动讯号产生电路耦接，用以根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号。
在其中一种较佳的实施例中，该涟波斜率补偿电路包括：一积分器，与该驱动讯号产生电路耦接，用以根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一积分讯号；一取样保持电路，与该积分器耦接，用以根据该积分讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一取样保持讯号；以及一转换电路，与该取样保持电路及该驱动讯号产生电路耦接，用以根据该取样保持讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号。
在前述的实施例中，该积分器较佳地包括：一积分电容，与该相位节点耦接，用以根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该积分讯号；以及一积分开关，与该积分电容并联，用以根据该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而切换，使得该积分讯号相关于该输入电压与该上桥开关导通时间的乘积。
在其中一种较佳的实施例中，该取样保持电路包括：一取样保持电容，与该积分器耦接，用以根据该积分讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该取样保持讯号；以及一取样保持开关，与该取样保持电容耦接，用以根据该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而切换，而控制取样及保持操作，使得该取样保持电容取样并保持该积分器产生的积分讯号。
在其中一种较佳的实施例中该转换电路包括：一受控电流源电路，与该取样保持电路耦接，用以根据该取样保持讯号，产生一充电电流；以及一充电电路，与该受控电流源电路耦接，用以根据该充电电流与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而充电，以产生该涟波斜率补偿讯号。
为达上述目的，就另一个观点言，本发明提供了一种具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器的控制方法，包含：根据一上桥驱动讯号，切换其中一上桥开关，并根据一下桥驱动讯号，切换其中一下桥开关，以将一输入电压转换为一输出电压，其中，该上桥开关与该下桥开关串联于一相位节点；以及根据与该输出电压相关的一回授讯号、该相位节点的一相位节点电压、与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，而产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号；其中，该根据与该输出电压相关的一回授讯号、该相位节点的一相位节点电压、与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，而产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号的步骤，包括：根据该回授讯号与一涟波斜率补偿讯号，产生该上桥驱动讯号与该下桥驱动讯号；以及根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号。
在其中一种较佳的实施例中，该根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号的步骤，包括：根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一积分讯号；根据该积分讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一取样保持讯号；以及根据该取样保持讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号。
在前述的实施例中，该根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生一积分讯号的步骤，较佳地包括：根据该相位节点电压与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该积分讯号；以及根据该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而切换，使得该积分讯号相关于该输入电压与该上桥开关导通时间的乘积。
在其中一种较佳的实施例中，该根据该相位节点电压与该积分讯号，产生一取样保持讯号的步骤包括：根据该积分讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该取样保持讯号；以及根据该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而切换，而控制取样及保持操作，使得该取样保持电容取样并保持该积分器产生的积分讯号。
在其中一种较佳的实施例中，该根据该取样保持讯号与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号，产生该涟波斜率补偿讯号的步骤包括：根据该取样保持讯号，产生一充电电流；以及根据该充电电流与该上桥驱动讯号及/或该下桥驱动讯号而充电，以产生该涟波斜率补偿讯号。
底下通过具体实施例详加说明，当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所达成的功效。
附图说明
图1a显示典型的具有涟波调变定导通时间(ripple-basedconstanton-time,rbcot)的切换式电源供应器100的电路示意图；
图1b举例示出图1a中各讯号的波形；
图2a-2j标出同步或异步的降压型、升压型、反压型、升降压型、与升反压型转换电路；
图3a与3b分别显示典型的具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器100中，当输出电容c1的esr电阻r3相对较大(电解质电容)与较小(陶瓷电容)时，各涟波讯号的波形示意图；
图4显示根据本发明的具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200的实施例；
图5a-5d显示本发明具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200中，操作时各讯号波形；
图6a-6b显示本发明具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200的一个较具体的实施例；
图7a-7c显示图6a-6b中，操作时各讯号波形。
图中符号说明
10负载电路
20回授电路
100,200具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器
110,210控制电路
111比较器
112控制讯号产生电路
113上桥驱动电路
114下桥驱动电路
120,220功率级
211驱动讯号产生电路
213涟波斜率补偿电路
2111比较电路
2113驱动电路
2131积分器
2133取样保持电路
2135转换电路
2136充电电路
c1输出电容
ccs受控电流源电路
cl,cu控制讯号
comp比较讯号
cph积分电容
cr电容
csh取样保持电容
dph,dsh驱动器
gh上桥驱动讯号
gl下桥驱动讯号
gnd接地电位
il电感电流
iload负载电流
kr参数
l电感
ph相位节点
r1,r2,r3,rr电阻
rph积分电阻
sph积分开关
swr开关
v1积分讯号
v2取样保持讯号
vc,vr涟波讯号
vfb回授讯号
vin输入电压
vout输出电压
vph相位节点电压
vramp涟波斜率补偿讯号
vref参考讯号
ssh取样保持开关
swh上桥开关
swl下桥开关
具体实施方式
本发明中的图式均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各讯号波形之间的关系，至于电路、讯号波形与频率则并未依照比例绘制。
图4显示根据本发明的具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200的实施例。交流电压通过整流电路整流后，产生输入电压vin(未示出，此为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述)。整流电路例如为桥式整流电路。如图4所示，具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200包含控制电路210与功率级220。功率级220可为同步或异步的降压型、升压型、反压型、升降压型、或升反压型功率级电路，如图2a-2j所示。功率级220根据上桥驱动讯号gh，切换其中上桥开关swh；功率级220并根据下桥驱动讯号gl，切换其中下桥开关swl，以将输入电压vin转换为输出电压vout。如图4所示，其中，上桥开关swh与下桥开关swl串联于相位节点ph。须说明的是，所谓上桥开关swh与下桥开关swl串联于相位节点ph，是指上桥开关swh与下桥开关swl沿着单一电流路径互相连接，而相位节点ph为上桥开关swh与下桥开关swl间的连接点。控制电路210根据与输出电压vout相关的回授讯号vfb、相位节点ph的相位节点电压vph、与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，而产生上桥驱动讯号gh与下桥驱动讯号gl。须说明的是，上桥驱动讯号gh与下桥驱动讯号gl实质上是互为反相的讯号，下桥驱动讯号gl大致上为上桥驱动讯号gh反相处理后产生的；使得在上桥开关swh导通时，下桥开关swl不导通(视需要而定，上桥开关swh与下桥开关swl的导通时间之间可安排两者皆不导通的双止时间(deadtime)以避免贯穿(shootthrough))，此为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述。
控制电路210包括驱动讯号产生电路211与涟波斜率补偿电路213。如图所示，驱动讯号产生电路211根据回授讯号vfb与涟波斜率补偿讯号vramp，产生上桥驱动讯号gh与下桥驱动讯号gl。涟波斜率补偿电路213与驱动讯号产生电路211耦接，用以根据相位节点电压vph与上桥驱动讯号gh，产生涟波斜率补偿讯号vramp。涟波斜率补偿电路213亦可以根据相位节点电压vph与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，产生涟波斜率补偿讯号vramp。如前所述，上桥驱动讯号gh与下桥驱动讯号gl实质上是互为反相的讯号，因此，涟波斜率补偿电路213亦可以根据相位节点电压vph与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，产生涟波斜率补偿讯号vramp。须说明的是，与输出电压vout相关的回授讯号vfb不必须由分压电路接收输出电压vout产生，亦可以为输出电压vout的本身。
图5a-5d显示本发明具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200中，操作时的相位节点电压vph、积分讯号v1、取样保持讯号v2、与涟波斜率补偿讯号vramp的讯号波形示意图。如图所示，根据本发明的具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200为具有涟波调变定导通时间(ripple-basedconstanton-time,rbcot)架构，当相关于输出电压vout的回授讯号vfb减去波斜率补偿讯号vramp的位准，逐渐下降至参考讯号vref时，使得上桥驱动讯号gh例如由低电位改变为高电位，并于固定的导通时间ton维持在高电位，导通上桥开关swh，对输出电容c1充电，进而于此固定的导通时间ton，提高输出电压vout。在此固定导通时间ton，积分讯号v1亦随之升高，且取样保持讯号v2重置后也随之升高，将于后详述。而固定导通时间ton结束后，上桥驱动讯号gh由高电位转为低电位，而下桥驱动讯号gl由低电位转为高电位，也就是上桥开关swh不导通而下桥开关swl导通。此时输出电容c1放电，进而降低输出电压vout，直到回授讯号vfb减去涟波斜率补偿讯号vramp的位准，逐渐下降至低于参考讯号vref，使得上桥驱动讯号gh例如再由低电位改变为高电位，回到上述的流程，如此周而复始地运作。本发明取得相位节点ph上的相位节点电压vph，并根据上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl的位准变换时间点，以适应性调节涟波斜率补偿讯号vramp，进而产生上桥驱动讯号gh与下桥驱动讯号gl。
图6a-6b显示本发明具有涟波调变定导通时间的切换式电源供应器200的一个较具体的实施例。如图6a所示，驱动讯号产生电路211包括比较电路2111与驱动电路2113。比较电路2111比较相关于输出电压vout的回授讯号vfb、涟波斜率补偿讯号vramp、与参考讯号vref，并将比较结果输入驱动电路2113。驱动电路2113根据该比较结果，产生上桥驱动讯号gh及下桥驱动讯号gl。
如图6b所示，涟波斜率补偿电路213包括积分器2131、取样保持电路2133、与转换电路2135。其中，积分器2131与驱动讯号产生电路211耦接，用以根据相位节点电压vph与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，产生积分讯号v1；取样保持电路2133与积分器2131耦接，用以根据上桥驱动讯号gh与积分讯号v1，产生取样保持讯号v2；以及转换电路2135，与取样保持电路2133及驱动讯号产生电路211耦接，用以根据取样保持讯号v2与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，产生涟波斜率补偿讯号vramp。
如图6b所示，积分器2131包括积分电容cph、积分开关sph、积分电阻rph、与驱动器dph。其中，积分电容cph与相位节点ph耦接，用以根据相位节点电压vph与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，产生积分讯号v1。积分开关sph与积分电容cph并联，用以根据上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl而切换，使得积分讯号v1相关于输入电压vout与上桥开关swh固定导通时间ton的乘积。节点电压vph经过积分电阻rph，输入积分电容cph；在本实施例中，积分开关sph例如根据下桥驱动讯号gl切换，以使积分电容cph根据下桥开关swl不导通的时间而充电(大致上即为上桥开关swh导通的时间而充电)，并将积分的结果，经过驱动器dph，以输入取样保持电路2133。
如图6b所示，取样保持电路2133包括取样保持电容csh、取样保持开关ssh、与驱动器dsh。取样保持电容csh与积分器2131耦接，用以根据积分讯号v1与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl，产生取样保持讯号v2。取样保持开关ssh与取样保持电容csh耦接，用以根据上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl而切换，而控制取样及保持的操作，使得取样保持电容csh取样并保持积分器2131产生的积分讯号v1。如图所示，取样保持电容csh与取样保持开关ssh耦接，其中取样保持开关ssh根据上桥驱动讯号gh而操作，使得取样保持电容csh于上桥开关swh导通的时间，取样保持积分器2131产生的积分讯号v1，而产生取样保持讯号v2。
如图6b所示，转换电路2135包括受控电流源电路ccs与充电电路2136。其中，受控电流源电路ccs，例如但不限于如图所示的电流控制电流源，取样保持讯号v2与接地电位gnd间的电位差，通过电阻rr所产生的电流，通过参数kr与一电流源，所产生的电流，由充电电路2136中的开关swr，根据上桥驱动讯号gh而操作控制，进而对充电电路2136中的电容cr充电，进而产生涟波斜率补偿讯号vramp。受控电流源电路ccs与取样保持电路2133耦接，用以根据取样保持讯号v2，产生充电电流。充电电路2136，与受控电流源电路ccs耦接，用以根据充电电流与上桥驱动讯号gh及/或下桥驱动讯号gl而充电，以产生涟波斜率补偿讯号vramp。
图7a-7c显示图6a-6b中，操作时各讯号波形。图7a显示，相关于输出电压vout的回授讯号vfb、回授讯号vfb减涟波斜率补偿讯号vramp的结果、与参考讯号vref的讯号波形示意图。当回授讯号vfb减涟波斜率补偿讯号vramp的结果下降达到参考讯号vref时，如图7c所示，上桥驱动讯号gh由低位准转变为高位准，并维持于高位准一段固定导通时间ton。上桥驱动讯号gh再由高位准转变为低位准后，通过涟波斜率补偿电路213根据相位电压vph，继续产生涟波斜率补偿讯号vramp，以使回授讯号vfb减去涟波斜率补偿讯号vramp的位准，逐渐下降至低于参考讯号vref，使得上桥驱动讯号gh例如再由低电位改变为高电位，回到前述的流程，如此周而复始地运作。
以上已针对较佳实施例来说明本发明，以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以思及各种等效变化。例如，各实施例中图标直接连接的两电路或元件间，可插置不影响主要功能的其他电路或元件，因此“耦接”应视为包括直接和间接连接。又如，电阻或分压电路并非仅限于电阻元件，亦可以其他电路，如晶体管电路等取代。再如，比较电路的正负端可以互换，仅需对应修改相关电路或是讯号高低位准的意义即可；又再如，控制电路外部的讯号(例如但不限于回授讯号)，在取入控制电路内部进行处理或运算时，可能经过电压电流转换、电流电压转换、比例转换等，因此，本发明所称“根据某讯号进行处理或运算”，不限于根据该讯号的本身，亦包含于必要时，将该讯号进行上述转换后，根据转换后的讯号进行处理或运算。再例如，所有实施例中的变化，可以交互采用，等等。凡此种种，皆可根据本发明的教示类推而得，因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。