本发明涉及光伏技术领域，特别涉及一种三相五电平逆变低共模电压调制策略的载波实现方法。
背景技术：
太阳能作为一种可再生能源，具有分布广泛、可持续、无污染的优点。光伏发电技术是有效利用太阳能资源的基本途径之一。目前，包括光伏并网在内的各种光伏发电技术已经受到了各国政府的大力支持。
在光伏发电系统中，五电平逆变器相对于常用的三电平逆变器来说具有更低的开关损耗和电流纹波。在滤波元件相同的情况下具有更低的电流谐波畸变率。
与三电平逆变器相同，五电平逆变器也具有共模电压的问题，共模电压会产生漏电流，漏电流会造成不必要的损耗，产生一定的电磁干扰，降低了系统的可靠性，严重时可能造成机器损坏，人员伤亡。而到目前为止，鲜有专利和文献提出此问题的有效解决方法。
传统的五电平调制策略采用空间矢量调制(SVPWM)，需要对空间矢量图先进行区域划分，再计算基本矢量的作用时间，最后将作用时间分配给对应的矢量状态，过程复杂，工程实现难度大。
文献“ANovel SVPWM Algorithm for Five-Level Active Neutral-Neutral-point-Clamped Converter”,Zhan Liu,Yu Wang,Guojun Tan,Member IEEE,Hao li,and Yunfeng Zhang,《IEEE Transactions on Power Electronics》,2016,31(5)3859-3866(“一种基于有源中点箝位五电平逆变器的新型SVPWM控制算法的研究”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2016年第31卷第5期3859～3866页)给出了一种简化的SVPWM算法，虽然大大减少了计算量，但仍旧过于繁琐，有一定的实现难度，同时该调制策略的共模电压幅值较大，达到总直流母线电压1/6；另一方面，文中也没有给出飞跨电容电压平衡控制的具体控制方案；
文献“Capacitor Voltage Balancing of a Five-Level ANPC Converter Using Phase-Shifted PWM”，Kui Wang,Member,IEEE,Lie Xu,Member,IEEE,Zedong Zheng,Member,IEEE,and Yongdong Li,Member,IEEE《IEEE Transactions on PowerElectronics》,2015，30(3)，1147-1156(“基于载波移相调制方法的五电平ANPC电容电压平衡控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第3期1147～1156页)提出了一种基于载波移相的飞跨电容电压平衡的控制方法，有效的实现了飞跨电容电压的平衡控制，但共模电压幅值和SVPWM相同，达到总直流母线电压的1/6，而且输出相电流总谐波畸变率(THD)较大。
综上，现有的五电平逆变器控制仍然存在如下问题：
1)现有调制算法共模电压较大，幅值为直流母线电压的1/6；
2)飞跨电容电压平衡控制难度大；
3)现有算法计算量大，在工程中难以运用，电流THD较大。
技术实现要素：
本发明为解决五电平逆变器的共模电压、飞跨电容电压平衡和输出相电流总谐波畸变率的问题，提出了一种低共模电压调制策略的载波实现方法，可以通过载波层叠的调制方法使得逆变器在整个线性工作区内将共模电压的幅值降低到总直流母线电压的1/12、实现飞跨电容的平衡控制，同时保证输出相电流中的总谐波畸变率较低，方法简单，易于工程应用。
为解决本发明技术问题，本发明提供了一种三相五电平逆变器低共模电压调制的载波实现方法；
本控制方法所涉及的三相五电平逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2，电容C1正极连接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点；包含8只开关管，即开关管Ski,i＝1,2,3......8,k＝a,b,c，其中k表示逆变器的三相电路，即a相，b相，c相；开关管Sk1、开关管Sk5、开关管Sk7、开关管Sk8、开关管Sk6、开关管Sk4相串联，开关管Sk1发射极连接开关管Sk5集电极，开关管Sk5发射极连接开关管Sk7集电极，开关管Sk7发射极连接开关管Sk8集电极，开关管Sk8发射极连接开关管Sk6集电极，开关管Sk6发射极连接开关管Sk4集电极；开关管Sk1集电极连接电容C1正极，开关管Sk4发射极连接电容C2负极，开关管Sk7集电极与开关管Sk8发射极间并联飞跨电容Cf，电容Cf正极与开关管Sk7集电极相连，开关管Sk1发射极与逆变器中点间并联开关管Sk2，开关管Sk1发射极与开关管Sk2的集电极相连，开关管Sk4集电极与逆变器中点间并联开关管Sk3，开关管Sk3发射极与开关管Sk4集电极相连，开关管Sk2发射极与开关管Sk3集电极都与逆变器中点相连；
本载波实现方法包括对三相原始调制波的采样，其特征在于包括以下步骤：
步骤1，采样三相原始调制波Va、Vb、Vc，并在三相原始调制波的基础上计算最小零序分量V0min，
其中，Vmax为三相原始调制波Va、Vb、Vc中的最大值，Vmin为三相原始调制波Va、Vb、Vc中的最小值，||表示或运算；
步骤2，确定三相载波相位；
所述载波为四条层叠的三角载波，其定义与范围如下：载波一Trik1，范围为[-1，-0.5)；载波二Trik2，范围为[-0.5,0)；载波三Trik3，范围为[0,0.5)；载波四Trik4，范围[0.5,1]，其中k＝a，b，c；
三相内四条载波相位相同，即Trik1、Trik2、Trik3、Trik4相位相同，相与相之间的相位分为以下两种状态：
状态一：当V0min＝0时，相与相之间载波相位相同；
状态二：当V0min≠0时，|V|max与|V|min所对应的相的载波相位相同，|V|mid的载波相位与|V|max、|V|min相差180度，其中|V|max为三相原始调制波幅值绝对值的最大值，|V|min为三相原始调制波幅值绝对值的最小值，|V|mid为三相原始调制波的中间值；
步骤3，用步骤1采样所得的三相原始调制波和计算所得的最小零序分量V0min求得三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*，即
Va*＝Va+V0min；
Vb*＝Vb+V0min；
Vc*＝Vc+V0min；
步骤4，根据三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*的位置，确定Va*所处载波的上边界Hah和Va*所处载波的下边界Hal、Vb*所处载波的上边界Hbh和Vb*所处载波的下边界Hbl、Vc*所处载波的上边界Hch和Vc*所处载波的下边界Hcl；
当-1≤Va*<-0.5时，Hal＝-1，Hah＝-0.5；
当-0.5≤Va*<0时，Hal＝-0.5，Hah＝0；
当0≤Va*<0.5时，Hal＝0，Hah＝0.5；
当0.5≤Va*<1时，Hal＝0.5，Hah＝1；
当-1≤Vb*<-0.5时，Hbl＝-1，Hbh＝-0.5；
当-0.5≤Vb*<0时，Hbl＝-0.5，Hbh＝0；
当0≤Vb*<0.5时，Hbl＝0，Hbh＝0.5；
当0.5≤Vb*<1时，Hbl＝0.5，Hbh＝1；
当-1≤Vc*<-0.5时，Hcl＝-1，Hch＝-0.5；
当-0.5≤Vc*<0时，Hcl＝-0.5，Hch＝0；
当0≤Vc*<0.5时，Hcl＝0，Hch＝0.5；
当0.5≤Vc*<1时，Hcl＝0.5，Hch＝1；
步骤5，先根据步骤4得到的上、下边界，求出三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*到上边界和下边界的距离，然后进行比较，得到最小上边界距离Dminh和最小下边界距离Dminl；
Va*到Va*所处载波的上边界Hah的距离为Dah，Dah＝Hah-Va*；Va*到Va*所处载波的下边界Hal的距离为Dal，Dal＝Va*-Hal；
Vb*到Vb*所处载波的上边界Hbh的距离为Dbh，Dbh＝Hbh-Vb*，Vb*到Vb*所处载波的下边界Hbl的距离为Dbl，Dbl＝Vb*-Hbl；
Vc*到Vc*所处载波的上边界Hch的距离为Dch，Dch＝Hch-Vc*；Vc*到Vc*所处载波的下边界Hcl的距离为Dcl，Dcl＝Vc*-Hcl；
比较Dah、Dbh、Dch得出最小上边界距离Dminh；比较Dal、Dbl、Dcl得出最小下边界距离Dminl；
步骤6，根据步骤5得到的最小上边界距离Dminh、最小下边界距离Dminl求得零序分量V0；
步骤7，在三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*上叠加零序分量V0得到修正后的三相调制波Vanew、Vbnew、Vcnew，即Vanew＝Va*+V0；Vbnew＝Vb*+V0；Vcnew＝Vc*+V0；
步骤8，将修正后的三相调制波Vanew、Vbnew、Vcnew与载波比较，生成PWM波控制逆变器；具体包括以下步骤：
1)设两个相邻的载波周期分为一组，将每组内的第一个载波周期定义为T1，第二个载波周期定义为T2；1表示开关管开通，0表示开关管关断；
2)将修正后的三相调制波Vanew、Vbnew、Vcnew表述为Vikn'ew，k＝a,b,c；
3)将Vknew与载波进行比较，并生成如下PWM波控制逆变器：
当Vknew≥0时，开关管Sk1，Sk3始终为1，Sk2，Sk4始终为0；
当0.5≤Vknew≤1时，在T1内，Sk5始终为1，Sk6始终为0，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik4比较决定，当Vknew≥Trik4时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik4时，Sk7为0，Sk8为1，特别地，当Vknew＝0.5时，Sk7为0,Sk8为1；在T2内,Sk7始终为1，Sk8始终为0，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik4比较决定，当Vknew≥Trik4时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik4时，Sk5为0，Sk6为1,特别地，当Vknew＝0.5时，Sk5为0，Sk6为1；
当0≤Vknew<0.5时，在T1内，Sk7始终为0，Sk8始终为1，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik3比较决定，当Vknew≥Trik3时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik3时，Sk5为0，Sk6为1，特别地，当Vknew＝0时，Sk5为0,Sk6为1；在T2内,Sk5始终为0，Sk6始终为1，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik3比较决定，当Vknew≥Trik3时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik3时，Sk7为0，Sk8为1,特别地，当Vknew＝0时，Sk7为0，Sk8为1；
当Vknew<0时，开关管Sk1，Sk3始终为0，Sk2，Sk4始终为1；
当-0.5≤Vknew<0区间内，在T1内，Sk5始终为1，Sk6始终为0，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik2比较决定，当Vknew≥Trik2时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik2时，Sk7为0，Sk8为1，特别地，当Vknew＝-0.5时，Sk7为0,Sk8为1；在T2内,Sk7始终为1，Sk8始终为0，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik2比较决定，当Vknew≥Trik2时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik2时，Sk5为0，Sk6为1,特别地，当Vknew＝-0.5时，Sk5为0，Sk6为1；
当-1≤Vknew<-0.5区间内，在T1内，Sk7始终为0，Sk8始终为1，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik1比较决定，当Vknew≥Trik1时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik1时，Sk5为0，Sk6为1，特别地，当Vknew＝-1时，Sk5为0,Sk6为1；在T2内，Sk5始终为0，Sk6始终为1，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik1比较决定，当Vknew≥Trik1时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik1时，Sk7为0，Sk8为1,特别地，当Vknew＝-1时，Sk7为0，Sk8为1。
相对于现有技术，本发明的有益效果如下：
1、有效抑制了五电平逆变器的共模电压，幅值为直流母线电压的1/12，提高了系统的可靠性；
2、实现飞跨电容电压的平衡控制；
3、采用载波调制方式，实现简单，易于工程应用且输出相电流THD较小。
附图说明：
图1是本发明提出的低共模电压载波实现方法流程示意图。
图2是本发明所涉及的三相五电平逆变器拓扑图。
图3是本发明所提调制策略V0min＝0时的三相载波图。
图4是本发明所提调制策略V0min≠0时的三相载波图。
图5是三相五电平上下边界及最小距离图。
图6是本发明所提调制策略不同调制度下的修正后的三相调制波Vnew波形图。
图7是本发明所提调制策略不同调制度下的共模电压波形图。
图8是载波移相法在调制度为1.05时的共模电压波形图。
图9是SVPWM在调制度为1.05时的共模电压波形图。
图10是载波移相法在调制度为0.95时的A相相电流频谱分布图。
图11是本发明所提调制策略在调制度为0.95时的A相相电流频谱分布图。
图12是本发明所提调制策略控制下的飞跨电容电压图。
具体实施方式
本发明所涉及的三相五电平逆变器每相电路拓扑相同，其单相拓扑图如图2所示。直流母线总电压为Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2，电容C1正极连接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点；包含8只开关管，即开关管Ski,i＝1,2,3......8,k＝a,b,c，其中k表示逆变器的三相电路，即a相，b相，c相；开关管Sk1、开关管Sk5、开关管Sk7、开关管Sk8、开关管Sk6、开关管Sk4相串联，开关管Sk1发射极连接开关管Sk5集电极，开关管Sk5发射极连接开关管Sk7集电极，开关管Sk7发射极连接开关管Sk8集电极，开关管Sk8发射极连接开关管Sk6集电极，开关管Sk6发射极连接开关管Sk4集电极；开关管Sk1集电极连接电容C1正极，开关管Sk4发射极连接电容C2负极，开关管Sk7集电极与开关管Sk8发射极间并联飞跨电容Cf，电容Cf正极与开关管Sk7集电极相连，开关管Sk1发射极与逆变器中点间并联开关管Sk2，开关管Sk1发射极与开关管Sk2的集电极相连，开关管Sk4集电极与逆变器中点间并联开关管Sk3，开关管Sk3发射极与开关管Sk4集电极相连，开关管Sk2发射极与开关管Sk3集电极都与逆变器中点相连。
本载波实现方法的流程图如图1。本载波实现方法包括对三相原始调制波的采样，其特征在于包括以下步骤：
步骤1，采样三相原始调制波Va、Vb、Vc，并在三相原始调制波的基础上计算最小零序分量V0min；
其中，Vmax为三相原始调制波Va、Vb、Vc中的最大值，Vmin为三相原始调制波Va、Vb、Vc中的最小值，||表示或运算。
步骤2，确定三相载波相位；
所述载波为四条层叠的三角载波，其定义与范围如下：载波一Trik1，范围为[-1，-0.5)；载波二Trik2，范围为[-0.5,0)；载波三Trik3，范围为[0,0.5)；载波四Trik4，范围[0.5,1]，其中k＝a，b，c；
三相内四条载波相位相同，即Trik1、Trik2、Trik3、Trik4相位相同，相与相之间的相位分为以下两种状态：
状态一：当V0min＝0时，相与相之间载波相位相同，如图3所示，其中图3中的3a为|V|max对应相的载波、3b为|V|mid对应相的载波、3c为|V|min对应相的载波。；
状态二：当V0min≠0时，|V|max与|V|min所对应的相的载波相位相同，|V|mid的载波相位与|V|max、|V|min相差180度，其中|V|max为三相原始调制波幅值绝对值的最大值，|V|min为三相原始调制波幅值绝对值的最小值，|V|mid为三相原始调制波的中间值，如图4所示，其中图4中的4a为|V|max对应相的载波、4b为|V|mid对应相的载波、4c为|V|min对应相的载波；
步骤3，用步骤1采样所得的原始调制波和计算所得的最小零序分量求得三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*，即：
Va*＝Va+V0min；
Vb*＝Vb+V0min；
Vc*＝Vc+V0min
步骤4，据三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*的位置，确定Va*所处载波的上边界Hah和Va*所处载波的下边界Hal、Vb*所处载波的上边界Hbh和Vb*所处载波的下边界Hbl、Vc*所处载波的上边界Hch和Vc*所处载波的下边界Hcl。
当-1≤Va*<-0.5时，Hal＝-1，Hah＝-0.5；当-0.5≤Va*<0时，Hal＝-0.5，Hah＝0；当0≤Va*<0.5时，Hal＝0，Hah＝0.5；当0.5≤Va*<1时，Hal＝0.5，Hah＝1；
当-1≤Vb*<-0.5时，Hbl＝-1，Hbh＝-0.5；当-0.5≤Vb*<0时，Hbl＝-0.5，Hbh＝0；当0≤Vb*<0.5时，Hbl＝0，Hbh＝0.5；当0.5≤Vb*<1时，Hbl＝0.5，Hbh＝1；
当-1≤Vc*<-0.5时，Hcl＝-1，Hch＝-0.5；当-0.5≤Vc*<0时，Hcl＝-0.5，Hch＝0；当0≤Vc*<0.5时，Hcl＝0，Hch＝0.5；当0.5≤Vc*<1时，Hcl＝0.5，Hch＝1。
步骤5，先根据步骤3得到的上、下边界，求出Va*、Vb*、Vc*到上边界和下边界的距离，然后进行比较，得到最小上边界距离Dminh和最小下边界距离Dminl。
Va*到Va*所处载波的上边界Hah的距离为Dah，Dah＝Hah-Va*；Va*到Va*所处载波的下边界Hal的距离为Dal，Dal＝Va*-Hal；
Vb*到Vb*所处载波的上边界Hbh的距离为Dbh，Dbh＝Hbh-Vb*，Vb*到Vb*所处载波的下边界Hbl的距离为Dbl，Dbl＝Vb*-Hbl；
Vc*到Vc*所处载波的上边界Hch的距离为Dch，Dch＝Hch-Vc*；Vc*到Vc*所处载波的下边界Hcl的距离为Dcl，Dcl＝Vc*-Hcl。
比较Dah、Dbh、Dch得出最小上边界距离Dminh；比较Dal、Dbl、Dcl得出最小下边界距离Dminl。本发明上下边界与最小距离图如图5所示。
步骤6，根据步骤5得到的最小上边界距离Dminh、最小下边界距离Dminl求得零序分量V0。
步骤7，在三相中间调制波Va*、Vb*、Vc*上叠加零序分量V0得到修正后的三相调制波Vanew、Vbnew、Vcnew，即Vanew＝Va*+V0；Vbnew＝Vb*+V0；Vcnew＝Vc*+V0。
调制策略不同调制度下的修正后的三相调制波Vnew波形图如图6所示。其中6a、6b、6c为调制度为0.95时的三相调制波波形，6d、6e、6f为调制度为1.05时的三相调制波波形。
步骤8，将修正后的三相调制波Vanew、Vbnew、Vcnew与载波比较，生成PWM波控制逆变器；具体包括以下步骤：
1)设两个相邻的载波周期分为一组，将每组内的第一个载波周期定义为T1，第二个载波周期定义为T2；1表示开关管开通，0表示开关管关断；
2)将修正后的三相调制波Vanew、Vbnew、Vcnew表述为Vikn'ew，，k＝a,b,c；
3)将Vknew与载波进行比较，并生成如下PWM波控制逆变器：
当Vknew≥0时，开关管Sk1，Sk3始终为1，Sk2，Sk4始终为0；
当0.5≤Vknew≤1时，在T1内，Sk5始终为1，Sk6始终为0，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik4比较决定，当Vknew≥Trik4时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik4时，Sk7为0，Sk8为1，特别地，当Vknew＝0.5时，Sk7为0,Sk8为1；在T2内,Sk7始终为1，Sk8始终为0，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik4比较决定，当Vknew≥Trik4时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik4时，Sk5为0，Sk6为1,特别地，当Vknew＝0.5时，Sk5为0，Sk6为1；
当0≤Vknew<0.5时，在T1内，Sk7始终为0，Sk8始终为1，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik3比较决定，当Vknew≥Trik3时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik3时，Sk5为0，Sk6为1，特别地，当Vknew＝0时，Sk5为0,Sk6为1；在T2内,Sk5始终为0，Sk6始终为1，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik3比较决定，当Vknew≥Trik3时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik3时，Sk7为0，Sk8为1,特别地，当Vknew＝0时，Sk7为0，Sk8为1；
当Vknew<0时，开关管Sk1，Sk3始终为0，Sk2，Sk4始终为1；
当-0.5≤Vknew<0区间内，在T1内，Sk5始终为1，Sk6始终为0，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik2比较决定，当Vknew≥Trik2时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik2时，Sk7为0，Sk8为1，特别地，当Vknew＝-0.5时，Sk7为0,Sk8为1；在T2内,Sk7始终为1，Sk8始终为0，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik2比较决定，当Vknew≥Trik2时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik2时，Sk5为0，Sk6为1,特别地，当Vknew＝-0.5时，Sk5为0，Sk6为1；
当-1≤Vknew<-0.5区间内，在T1内，Sk7始终为0，Sk8始终为1，Sk5,Sk6的开关状态由Vknew与Trik1比较决定，当Vknew≥Trik1时，Sk5为1，Sk6为0，当Vknew<Trik1时，Sk5为0，Sk6为1，特别地，当Vknew＝-1时，Sk5为0,Sk6为1；在T2内，Sk5始终为0，Sk6始终为1，Sk7,Sk8的开关状态由Vknew与Trik1比较决定，当Vknew≥Trik1时，Sk7为1，Sk8为0，当Vknew<Trik1时，Sk7为0，Sk8为1,特别地，当Vknew＝-1时，Sk7为0，Sk8为1。
根据本发明提出的算法搭建了三相五电平逆变器的MATLAB/Sinmulink仿真模型，仿真采用无源逆变，电路参数：负载R＝10Ω，L＝1mH,开关频率fc＝10kHz，直流电压Vdc＝200V，直流母线电容Cdc1＝Cdc2＝2000uF，飞跨电容Cf＝100uF，调制波频率fr＝50Hz。
在MATLAB/Sinmulink中，编写S-Function实现本发明提出的算法，通过系统.m文件的运行得到在上述仿真电路参数下的共模电压波形如图7所示。其中图7中的7a为调制度为0.95时的共模电压波形、7b为调制度为1.05时的共模电压波形。
图8，图9为载波移相法和SVPWM在调制度为1.05时的共模电压图。通过对比图7、图8、图9，可以发现，载波移相法和SVPWM共模电压幅值均为而采用本发明所提调制策略时，不管调制度是0.95，还是1.05，都能够保证输出的共模电压为相对于前面两种方法降低了一半；
图10，图11为载波移相法和本发明所提调制策略在调制度为0.95时的A相相电流频谱分布图。其中图10中的10a为在调制度为0.95时，载波移相法作用下的A相相电流波形、10b为与10a相电流波形对应的频谱图，图11中的11a为调制度在0.95时，本发明所提调制策略作用下的A相相电流波形、图11中的11b为与11a相电流波形对应的频谱图。从图中可以看出，载波移相法的总谐波畸变率为2.67％，本发明所提调制策略的总谐波畸变率为1.39％，相比于载波移相法降低了一半。
图12为低共模电压调制策略飞跨电容电压变化图，波动峰峰值为2.5V，仅为平均值的5％。