本发明涉及一种并网逆变器LCL滤波器参数设计方法，尤其是一种提高弱电网适应能力的并网逆变器LCL滤波器参数设计方法。
背景技术：
：基于可再生能源(如风能、太阳能等)的分布式发电技术是人类应对能源危机和环境污染的重要手段之一，近年来越来越受到重视。而并网逆变器作为可再生能源发电单元与电网的接口，起着将可再生能源发出的电能转变为交流形式向电网输送的重要作用。为了向电网输送有功功率，并网逆变器控制要求以电网电压作为参考矢量，生成电流指令值，并通过电流闭环产生相应的有功和无功电流。此时为保证微网电流质量以及系统稳定性，至少需要满足以下数学条件：一是电网与并网逆变器控制之间是解耦的关系，两者参数不相互影响；二是数字控制系统的延时对系稳定性影响可以忽略不计。当并网逆变器接入强电网时，电网阻抗或者变压器漏抗较小，电网波形不受逆变器微网电流的影响，电流环、前馈控制、锁相环各自根据电网矢量设计稳定性控制参数，几者之间具有良好的解耦关系。然而随着可再生能源发电系统在电网中所占的容量日益增大，电网越来越表现出弱网特性。当多个逆变器接入弱电网时，电网阻抗或者变压器漏抗较大，并网逆变器输出的电流波形在阻抗上形成的压降破坏了公共耦合点(pointofcommoncoupling，PCC)电网波形，这种波形经电流环、锁相环与前馈控制环被进一步放大，几者之间的耦合关系增强；另外上述耦合交互作用带来了系统谐振特性的变化，使得数字控制系统的相位特性相应发生了变化。当控制系统时滞延时与逆变器关键参数作用时间常数相当时，其多重相位特性对高频稳定性的影响不可忽略，稳定性条件相应发生了变化，这些问题的出现破坏了之前所述的数学条件，使得系统的稳定性和电能质量问题进一步恶化，这给可再生能源发电单元高渗透率地接入电网的可靠运行带来了极大的挑战，也给微网多逆变器的稳定性运行提出了更高的要求。为此不仅需要进一步改善并网逆变器的控制性能，也要进一步优化并网逆变器的LCL滤波器参数设计，使得满足稳定性运行与微网电能质量。针对并网逆变器的LCL滤波器参数设计问题，国内外的专家学者们提出了一些方法，主要有：题为“一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法”的中国发明(CN104242617A)提出了一种LCL滤波器的参数设计方法，在适用于单相或三相逆变器的基于桥臂输出电压抑制比的LCL滤波器参数设计时，无须反复迭代试凑的步骤，简单快捷。然而没有考虑数字控制的延时作用，无法适用于弱电网条件下的并网逆变器。题为“基于三电平SVPWM并网逆变器的LCL滤波器参数设计方法”的中国发明(CN104836425A)提供了一种在三电平SVPWM调制方法下，计算微网电流谐波畸变率，使满足IEEE519微网标准，保证LCL滤波器总电感最小的参数设计方法。然而没有考虑LCL弱网下稳定性对参数设计的影响。题为“三相并网逆变器LCL滤波器的参数设计与研究”，《电工技术学报》，2010年3月第25卷第3期110～116页的文章。该文提出了一种滤波效果最优LCL参数的设计方法，但没有考虑弱电网的影响。题为“DesignofLCLFiltersWithLCLResonanceFrequenciesBeyondtheNyquistFrequencyforGrid-ConnectedConverters”，YiTangandWenliYao，《IEEEJOURNALOFEMERGINGANDSELECTEDTOPICSINPOWERELECTRONICS》4(1)，3-14(《一种并网逆变器谐振频率高于奈氏频率的LCL滤波器参数设计》，《IEEE电力电子技术专辑》，2016年第4卷第1期3～14页)的文章。该文提出谐振频率大于奈氏频率的LCL滤波器参数设计方法，在满足微网电流谐波的同时，具有较好的稳定性。然而当电网逐渐变弱导致总的谐振频率发生变化时，稳定性会随之发生变化。且不同的控制方式其谐振频率稳定性范围并不相同。总之，现有技术未提及目前，对于这两个问题，现有技术也鲜有论述和解决的方案。技术实现要素：本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对前述问题，提供一种提高弱电网适应能力的并网逆变器LCL滤波器参数设计方法。为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：一种提高弱电网适应能力的并网逆变器LCL滤波器参数设计方法，主要步骤如下：步骤1，先计算并网逆变器数字控制系统的采样，调制，加载过程中产生的总延时时间td，然后求出并网逆变器LCL滤波器的桥臂侧电感L1；总延时时间td的计算式为：td＝λTs桥臂侧电感L1的计算式为L1=TswUdckswΔiL1_max]]>其中，λ为延时时间系数、Ts为并网逆变器电流采样时间，Udc为并网逆变器直流侧电压，ksw为光伏逆变器PWM调制电流纹波系数，为桥臂侧电感电流纹波的最大值，Tsw为并网逆变器开关管的开关周期：步骤2，给出并网逆变器电流控制环的开环传递函数G(s)的表达式；开环传递函数G(s)的表达式为：G(s)=GcKpwmG1e-tds,]]>其中，Gc为电流环控制方程、Kpwm为调制系数、e为自然指数、s为拉普拉斯算子，G1为桥臂输出电压到电流控制变量的传递函数；本发明所述的并网逆变器电流控制环包括两种控制方式，传递函数G1的计算公式分别如下：当并网逆变器电流控制环为桥臂侧电流控制环时G1=L2Cs2+1L1L2Cs3+(L1+L2)s,]]>当并网逆变器电流控制环为网侧电流控制环时G1=1L1L2Cs3+(L1+L2)s;]]>其中，C为滤波电容，L2为网侧电感；步骤3，根据步骤2中给出的电流控制环开环传递函数G(s)得到其相位的表达式；其中,为电流环控制方程Gc的相位角，ω为角频率，为G1的相位角；步骤4，根据步骤1中得到的延时时间td，系统相位稳定裕度为φm，以及步骤3中电流控制环开环传递函数G(s)的相位给出基于稳定裕度的谐振频率稳定域范围；4k-3+2kc+2φGc/π+2φm/π4λfs≤fr≤4k-1+2kc+2φGc/π-2φm/π4λfs,(k=0,1,2,3......)]]>其中，k为自然数，π为圆周率,fr为桥臂侧电感L1、滤波电容C与网侧电感L2的谐振频率；fs为并网逆变器采样频率；kc为并网逆变器电流环选择系数，当并网逆变器电流控制环为网侧电流控制环，kc＝0；当并网逆变器电流控制环为桥臂侧电流控制环，kc＝1；步骤5，在步骤4给定的谐振频率稳定域范围中，取其中一个基于稳定裕度的稳定域范围,作为谐振频率fr、f1的取值范围，所述f1为桥臂侧电感L1与滤波电容C的谐振频率，其选取原则为；kc＝1，则k＝0，即f1,kc＝0，则k＝1，即根据以上原则，确定谐振频率fr、f1的取值分别为：kc＝1，则f1＝k1fr，kc＝0，则其中，k1为基于桥臂侧电感电流控制环时的谐振频率选择系数；步骤6，根据步骤5中得到的谐振频率f1和fr，以及步骤1中得到桥臂侧电感L1联立方程组求得滤波电容C与网侧电感L2：C=14π2f12L1L2=L14π2fr2L1C-1.]]>本发明相对于现有技术的有益效果是：采用本发明后，并网逆变器并入弱电网运行时，具备了如下优点：1.将谐振频率限定在基于稳定裕度的系统稳定域范围内，不论弱电网阻抗如何变化，系统谐振频率均在此基于稳定裕度的系统稳定域范围内，增强了弱电网下并网逆变器的稳定性，尤为开关频率较低、控制延时较大的大功率应用场合。2.考虑了不同电流环控制结构，不同延时大小下的LCL型并网逆变器LCL参数的设计方法。3.省略了繁琐的反复试凑的步骤，计算方法简单直观，实用价值大。附图说明图1是本发明的并网逆变器拓扑结构。具体实施方式图1是本发明的实施例中并网逆变器LCL滤波器的拓扑结构。包括直流源Udc、直流侧滤波电容Cdc、三相半桥逆变电路、LCL滤波器，直流侧滤波电容Cdc并联在所述直流源Udc的两端，直流源Udc的两个电源输出端分别与三相全桥逆变电路的两个输入端相连，三相全桥逆变电路的三相输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的三相输出端分别与Dyn11型变压器的三角型侧相连接，变压器星型侧与三相电网Ea、Eb、Ec相连，Lg为三相电网感抗对应的电感，LCL滤波器由桥臂侧电感L1、网侧滤波电感L2和滤波电容C组成。下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。本发明实施时的有关电气参数设置如下：直流母线电压Udc＝550V，输出交流线电压有效值为400V/50Hz，额定容量为P＝100KW，变压器为100KVA，270/400VDyn11型变压器,采用基于桥臂侧电感电流的比例控制环，Gc＝Kp，Kp为桥臂侧电感电流环比例系数，fs＝10kHz,Ts＝100μs,kc＝1，PWM调制方式采用双加载模式，在三角载波的波峰和波谷处进行采样计算。参见图1，本发明的实施过程如下：步骤1，先计算并网逆变器数字控制系统的采样，调制，加载过程中产生的总延时时间td，然后求出并网逆变器LCL滤波器的桥臂侧电感L1。总延时时间td的计算式为：td＝λTs在本实施例中，采用上述给出的PWM调制方式采用双加载模式，在三角载波的波峰和波谷处进行采样计算，则λ＝1.5。桥臂侧电感L1的计算式为：L1=TswUdckswΔiL1_max]]>其中，λ为延时时间系数、Ts为并网逆变器电流采样时间，Udc为并网逆变器直流侧电压、ksw为光伏逆变器PWM调制电流纹波系数，为桥臂侧电感电流纹波的最大值，Tsw为并网逆变器开关管的开关周期。在本实施例中，额定容量为P＝100kW，变压器为100kVA，270/400VDyn11型变压器，桥臂侧线电压有效值为U＝270V,则桥臂侧电感峰值电流为取纹波电流为桥臂侧电感峰值电流的20％，则Tsw＝2Ts＝200μs，ksw的取值范围为4≤ksw≤8，在本实施例中ksw＝6，计算得：L1=TswUdckΔiL1_max=200×10-6×5506×60.5=0.3mH.]]>步骤2，给出并网逆变器电流控制环的开环传递函数G(s)的表达式。开环传递函数G(s)的表达式为：G(s)=GcKpwmG1e-tds]]>其中，Gc为电流环控制方程、Kpwm为调制系数、e为自然指数、s为拉普拉斯算子，G1为桥臂输出电压到电流控制变量的传递函数。本发明所述的并网逆变器电流控制环包括两种控制方式，传递函数G1的计算公式分别如下：当并网逆变器电流控制环为桥臂侧电流控制环时G1=L2Cs2+1L1L2Cs3+(L1+L2)s]]>当并网逆变器电流控制环为网侧电流控制环时G1=1L1L2Cs3+(L1+L2)s]]>其中，C为滤波电容，L2为网侧电感，在本实施例中，Gc=KpKpwm=UdcG1=L2Cs2+1L1L2Cs3+(L1+L2)s.]]>步骤3，根据步骤2中给出的电流控制环开环传递函数G(s)得到其相位的表达式；其中,为电流环控制方程Gc的相位角，ω为角频率，为G1的相位角。在本实施例中，根据步骤2中的表达式则步骤4，根据步骤1中得到的延时时间td，系统相位稳定裕度为φm，以及步骤3中电流控制环开环传递函数G(s)的相位给出基于稳定裕度的谐振频率稳定域范围；4k-3+2kc+2φGc/π+2φm/π4λfs≤fr≤4k-1+2kc+2φGc/π-2φm/π4λfs,(k=0,1,2,3......)]]>其中，k为自然数，π为圆周率,fr为桥臂侧电感L1、滤波电容C与网侧电感L2的谐振频率；fs为并网逆变器采样频率，kc为并网逆变器电流环选择系数，当并网逆变器电流控制环为网侧电流控制环，kc＝0；当并网逆变器电流控制环为桥臂侧电流控制环则，kc＝1。上述基于稳定裕度的谐振频率稳定域范围的公式推导如下：1)根据奈氏稳定判据，谐振稳定域计算方法为，其中，ωr＝2πfr为谐振角频率，k为自然数，π为圆周率,kc＝0，则并网逆变器电流控制环为网侧电流控制环，kc＝1，则并网逆变器电流控制环为桥臂侧电流控制环。在本实施例中，即非连续的系统稳定域方程为：4k-14λfs<fr<4k+14λfs,(k=0,1,2,3......)]]>2)设计系统相位稳定裕度为φm，并根据上述非连续系统稳定域，得到基于稳定裕度的稳定域范围，其中：基于稳定裕度的谐振稳定域计算方法为：基于稳定裕度的系统稳定域范围为：4k-3+2kc+2φGc/π+2φm/π4λfs≤fr≤4k-1+2kc+2φGc/π-2φm/π4λfs,(k=0,1,2,3......),]]>其中，fs为并网逆变器采样频率。在本实施例中，φm＝π/6，则6k-16λfs≤fr≤6k+16λfs,(k=1,2,3......)]]>步骤5，在步骤4给定的谐振频率稳定域范围中，取其中一个基于稳定裕度的稳定域范围,作为谐振频率fr、f1的取值范围，所述f1为桥臂侧电感L1与滤波电容C的谐振频率。基于稳定裕度的稳定域范围选取原则为；kc＝1，则k＝0，即kc＝0，则k＝1，即根据以上原则，确定谐振频率f1,f的取值分别为：kc＝1，则f1＝k1fr，kc＝0，则其中，k1为基于桥臂侧电感电流控制环时的谐振频率选择系数。在本实施例中，kc＝1，0.7≤k1≤0.4，取k1＝0.5，f1＝k1fr＝0.5×1.25kHz＝625Hz。步骤6，根据步骤5中得到的谐振频率f1和fr，以及步骤1中得到桥臂侧电感L1联立方程组求得滤波电容C与网侧电感L2。C=14π2f12L1L2=L14π2fr2L1C-1.]]>在本实施例中，C=14π2f12L1=14×π2×6252×0.3×10-3=216μF,]]>L2=L14π2fr2L1C-1=L11k12-1=0.3×10-34-1=0.1mH,]]>鉴于实际运行特点，对电容计算值进行取整C≈200μF。显然，本领域的技术人员可以对本发明的一种提高弱电网适应能力的并网逆变器LCL滤波器参数设计方法进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。当前第1页1 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