本发明涉及调节器应用技术领域,尤其是一种基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法。
背景技术:
传统比例复数积分(proportional complex integral,PCI)调节器由于在αβ静止坐标系下能对交流指令信号实现无静差跟踪,因此得到广泛关注。但PCI调节器只能在特定频率下才能实现无静差,一旦偏离特定频率其增益迅速衰减。
另外,PCI调节器在特定频率下增益为无穷大,在实际应用中会出现调节器饱和现象,从而会引起稳定性问题,导致逆变器系统崩溃。
技术实现要素:
本发明目的在于提供一种抑制PCI调节器在工作点无穷大的增益、保证系统的稳定性的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法。
为实现上述目的,采用了以下技术方案:本发明所述方法包括以下步骤:
步骤1,构建准PCI调节器及LCL并网逆变器系统;
步骤2,根据给定的逆变器有功功率、无功功率和电网电压,计算得到所需的静止坐标系下α轴和β轴参考指令电流i*αβ;
步骤3,将逆变器输出电流通过坐标变换得到αβ静止坐标系下的实际电流iαβ;
步骤4,将αβ静止坐标系下的参考指令电流i*αβ和实际电流iαβ作差得到误差电流ie_αβ,并输入到准PCI调节器中,调节器输出为调制信号;
步骤5,将准PCI调节器的输出调制信号经过SVPWM调制生成PWM脉冲波,从而控制三相全桥逆变器输出实际电流跟踪参考指令电流,使LCL三相并网逆变系统并网发电。
进一步的,步骤1中,构建准PCI调节器的传递函数GQPCI(s),具体算法如下:
式中KP为比例系数,KI为复数积分系数,ωo=314red/s为工作频率,ωc为通频带宽系数,j为复数单位,s为复数域变量;
进一步的,准PCI调节器与并网逆变器、LCL滤波器、电流检测模块连接构成闭合回路。
进一步的,所述并网逆变器等效传递函数有如下算法:
G1(s)=K;
K所为并网逆变器的稳定增益。
进一步的,所述LCL滤波器的等效传递函数有如下算法:
L1、Lg、C为滤波器参数,R为无源阻尼电阻,s为复数域变量。
进一步的,所述并网逆变器系统开环传递函数有如下算法:
与现有技术相比,本发明具有如下优点:
1、在PCI传递函数上引入通频带宽ωc,有效的解决了PCI调节器谐振点处无穷增益引起的不稳定问题。
2、在电网电压频率波动条件下,准PCI控制并网逆变器输出电流依然满足并网要求,保证系统的稳定性。
3、简化控制结构、效率高、准确度高。
附图说明
图1为LCL三相并网逆变器系统结构控制示意图。
图2为并网逆变器线性控制模型。
图3为准PCI调节器传递函数中参数变化时对应的Bode图。
图4为逆变器系统开环传递函数奈奎斯特图。
图5为准PCI调节器结构框图。
图6为基于准PCI调节器并网电流仿真图。
图7为基于准PCI调节器并网电流实验图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明:
请参阅图1至7,基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法,其步骤是:
步骤1,构建准PCI调节器及LCL并网逆变器系统;
步骤1.1、构建准PCI调节器的传递函数GQPCI(s),具体算法如下:
式中KP为比例系数,KI为复数积分系数,ωo=314red/s为工作频率,ωc为通频带宽系数,j为复数单位,s为复数域变量,具体结构如图5所示;
步骤1.2、提高参数KI来增大基频处幅值增益,以减小基频处的稳态误差,增大ωc可提高谐振点带宽,可降低调节器对微电网电压频率变化的灵敏性;KP值可以调节系统的快速性与稳态精度。
步骤1.3、准PCI调节器的参数ωc的定义,具体如下:
准PCI调节器幅值衰减到所对应带宽为系统两频率之差,根据带宽定义,将s=jω带入公式(2),并令KP=0取模得
令公中|j(ω-ω0)|=ωc,计算得到准PCI调节器的带宽为ωc/2π,电压频率允许波动范围±0.5Hz,则取ωc/2π=1Hz,即ωc=6.28rad/s,考虑系统频率裕量,一般选取调节器带宽ωc为(5~10)rad/s之间。
步骤1.4、准PCI调节器的模拟实现方法,具体如下附图3所示:
步骤1.5、准PCI调节器的离散化实现方法,具体如下:
将s域表达式转换成z域表达式,公式(3)
式中,Ts为调节器采样时间,s为复数域变量,z为离散域变量。
xa(k)=b0[(1-a3)xa(k-1)+a1ea(k)
-a2xb(k)+a1ea(k-1)-a2xb(k-1)] (4)
xb(k)=b0[(1-a3)xb(k-1)+a1eb(k)
+a2xa(k)+a1eb(k-1)+a2xa(k-1)] (5)
yα(k)=KP·eα(k)+xα(k) (6)
yβ(k)=KP·eβ(k)+xβ(k) (7)
其中
步骤2,根据给定的逆变器有功功率、无功功率和电网电压,计算得到所需的静止坐标系下α轴和β轴参考指令电流i*αβ;
步骤3,将逆变器输出电流通过坐标变换得到αβ静止坐标系下的实际电流iαβ;
步骤4,将αβ静止坐标系下的参考指令电流i*αβ和实际电流iαβ作差得到误差电流ie_αβ,并输入到准PCI调节器中,调节器输出为调制信号;
步骤5,将准PCI调节器的输出调制信号经过SVPWM调制生成PWM脉冲波,从而控制三相全桥逆变器输出实际电流跟踪参考指令电流,使LCL三相并网逆变系统并网发电。
准PCI调节器与并网逆变器、LCL滤波器、电流检测模块连接构成闭合回路,系统结构控制示意图如图1所示,系统性控制模型如图2所示。
所述并网逆变器等效传递函数有如下算法:
G1(s)=K;
K所为并网逆变器的稳定增益。
所述LCL滤波器的等效传递函数有如下算法:
L1、Lg、C为滤波器参数,R为无源阻尼电阻,s为复数域变量。
所述并网逆变器系统开环传递函数有如下算法:
以下就10kw并网逆变器,输出工频380V电压为例进行说明。三相全桥并网逆变器系统中,直流母线由直流电源提供,逆变器输出电流经过LCL滤波器和隔离变压器输送至电网,准PCI调节器由数字信号处理器DSP实现,其输出的调制波在SVPWM调制方式下产生PWM脉冲波,来控制逆变器开关管的开通或关断从而决定逆变器系统的工作状态。
首先根据系统要求构建LCL三相并网逆变器系统的硬件电路以及准PCI调节器离散化的软件部分。
根据逆变器系统要求计算出逆变器输出电流的幅值i*,与锁相环锁得到电网相位生产αβ静止坐标系下的并网参考指令电流i*αβ。同时将电流霍尔元件采样的瞬时电流iabc转化到αβ静止坐标系下变成iαβ。将参考指令电流与采样电流作差生产的误差电流ie_αβ分别输入到准PCI调节器中,输出得到的调制信号uα和uβ经SVPWM调制生产PWM脉冲波,从而控制实际电流跟踪参考电流,以此构成一个闭合控制回路。
其中为分析准PCI调节器的控制特性,可根据逆变器系统开环传递函数的奈奎斯特图进行调节,如附图4所示。其中乃奎斯特曲线不包含(-1,j0)点,故并网逆变器闭环系统稳定,系统开环频率特性靠近(-1,j0)的程度反映系统相对稳定性,愈远,闭环系统相对稳定性愈高,但相角欲度较差。发现准PCI调节器参数KI变大系统相角欲度增大,但稳定会减弱,ωc变小系统相角裕度减小,KP越大系统相角欲度减小。保证适当的相角裕度可以预防系统中元件性能变化带来的不利影。为了保证系统稳定性,一般相角裕度选取在30至60之间。
选取合适的控制参数并对应用于LCL三相并网逆变器的准PCI控制器做仿真分析和实验验证,总体控制框图如附图1所示。并网逆变器输出电流波形如附图6所示,实验波形如附图7所示。
由以上结果和分析得知,本发明在αβ静止坐标系下对并网电流进行控制,保证了并网电流跟踪参考电流,验证了本发明的有效性。
准PCI为复数域调节器在αβ静止坐标轴之间建立耦合关系,此耦合关系利用对方轴产生的j和-j相互谐振,从而实现对正弦指令信号跟踪。与传统准PR相比,这种相互谐振方式降低了系统阶次,一定程度上简化了程序的离散化复杂程度,实现更加简单。
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述,并非对本发明的范围进行限定,在不脱离本发明设计精神的前提下,本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进,均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。