改善动态反应及降低开关损失的电源供应器及其控制方法与流程

本发明大致涉及开关式电源供应器的控制方法与电源控制器，尤其涉及采用初级侧控制的开关式电源供应器。

背景技术：

电源供应器几乎是所有电子产品所必备的装置。举例来说，电源供应器可以将交流市电转换为电子产品的主要电路(corecircuit)所需要的电源规格。在所有的电源供应器当中，开关式电源供应器具有转换效率佳以及产品体积小的优点，因此广受业界的普遍采用。

为了预防使用者受到不必要的雷击或是市电的高电压损害，电源供应器一般具有相隔绝的初级侧与次级侧，两者之间没有直流电流。位于初级侧的电压电平都参考市电的输入地；而位于次级侧的电压电平则是参考一个浮动的输出地。

开关式电源供应器可在初级侧产生脉冲宽度调制(pwm)信号，来控制一功率开关，藉以控制从初级侧转换到次级侧的电能，目的是使在次级侧的一输出电源可以符合规格。举例来说，可以使输出电源的输出电压大约维持在很接近5v的一个可容许范围内。

一般来说，初级侧控制是由位于初级侧的电路通过一电感元件所产生的感应电动势，来间接检测位于次级侧的输出电压。相对来说，次级侧控制是由位于次级侧的电路来直接检测输出电压，然后通过光耦合器，在初级侧建立补偿电压。

图1显示一初级侧控制的开关式电源供应器10。电源控制器12包含有电流检测端cs、电源端vcc、驱动端drv以及反馈端fb。变压器包含有互相耦合的主绕组prm、辅助绕组aux与次级侧绕组sec。在初级侧的电源控制器12，通过反馈端fb、电阻14与16、辅助绕组aux与次级侧绕组sec，在变压器释磁(demagnetize)时，检测位于次级侧的输出电压vout。电源控制器12提供pwm信号sdrv，控制变压器的储能(增加磁能)与释磁。

电源供应器有一种测试条件称为动态反应(dynamicresponse)。图2显示开关式电源供应器10的一种动态反应测试与结果，其中分别表示负载电流iload、pwm信号sdrv、以及输出电压vout的信号波形。如同图2中的负载电流iload所示，动态反应测试是周期性的将开关式电源供应器10的负载18切换于重载与无载。因此，在重载时，pwm信号sdrv的开关频率fsw很高；无载时，开关频率fsw很低。随着负载18的变化，输出电压vout会短暂的漂移开目标电压vtar。飘移量越少，表示开关式电源供应器10的稳压能力(regulationability)越好，动态反应越好。

为了降低功率开关的开关损失(switchingloss)，在无载时pwm信号sdrv的开关频率fsw大多会设计得非常低，如同图2所示。换句话说，无载时，开关式电源供应器10很久才会发生一次释磁，才能得知输出电压vout。如果开关频率fsw设计的太低，那开关式电源供应器10很可能在输出电压vout已经掉出了容许范围外，都还没有反应过来。因此，无载时的开关频率fsw设计就变得很两难。无载时开关频率fsw太高，开关损失(switchingloss)会太高；无载时开关频率fsw太低，动态反应可能很差。

技术实现要素：

本发明的一实施例提供一种控制方法，适用于一开关式电源供应器。该开关式电源供应器包含有一变压器以及一功率开关。该控制方法包含有：提供一pwm信号，控制该功率开关，其中，该pwm信号有一开关频率；检测该变压器的一跨压，以提供一释磁时间；依据一补偿电压，控制该开关频率，其中，该补偿电压相关于该开关式电源供应器的一输出电压；依据该释磁时间以及一电流检测信号，提供一睡眠信号，其中该电流检测信号可代表流经该变压器的一绕组电流；当该睡眠信号被禁能时，使该开关频率的最小值为一第一频率值；以及，当该睡眠信号被致能时，使该开关频率为一睡眠频率值，小于该第一频率值。

本发明的一实施例提供一种电源控制器，适用于一开关式电源供应器，其包含有一变压器以及一功率开关。依据一补偿电压，一pwm控制器提供一pwm信号，控制该功率开关。该pwm信号有一开关频率。一释磁检测器，用以检测该变压器的一跨压，以提供一释磁时间。一频率控制器，受控于该补偿电压，大约用以控制该开关频率。依据该释磁时间以及一电流检测信号，一输出电流比较器提供一睡眠信号至该频率控制器。该电流检测信号可代表流经该变压器的一绕组电流。当该睡眠信号为禁能时，该频率控制器使该开关频率的最小值为一第一频率值，当该睡眠信号为致能时，该频率控制器使该开关频率为一睡眠频率值，小于该第一频率值。

附图说明

图1显示一初级侧控制的开关式电源供应器。

图2显示图1的开关式电源供应器0的一种动态反应测试结果。

图3为依据本发明的实施例所产生的一开关式电源供应器。

图4举例说明图3中的电源控制器。

图5则显示一些图4中的信号波形。

图6显示了补偿电压vcomp对开关频率fsw的关系。

图7举例图4中的输出电流比较器。

图8显示当负载18由重变成无载后的一些信号波形。

图9显示图3的开关式电源供应器在动态反应下的测试结果。

图10显示依据本发明所实施的另一输出电流比较器。

【符号说明】

10开关式电源供应器

12电源控制器

14、16电阻

18负载

30开关式电源供应器

32电源控制器

62采样保持电路

64跨导器

65释磁检测器

66pwm控制器

68电平移位器

70比较器

72sr触发器

74频率控制器

76、76a输出电流比较器

80恒流源

82开关

84采样器

86电压电流转换器

90电容

92延迟器

94比较器

96电容

98开关式电容电路

aux辅助绕组

ccom补偿电容

com补偿端

cout输出电容

crvnor、crvsleep转换曲线

cs电流检测端

drv驱动端

fb反馈端

fmin-nor最小值

fmin-sleep最小值

fsw开关频率

idn下拉电流

ics绕组电流

iload负载电流

in输入电源线

isec次级侧电流

iset预设电流

isec-peak次级侧电流峰值

iset-ref定电流

gnd接地线

prm主绕组

rcs电流检测电阻

sdmg释磁信号

sdrvpwm信号

sec次级侧绕组

ssleep睡眠信号

tcyc周期时间

tdelay时间延迟

tdmg释磁时间

tno-load无载时间

toff关闭时间

ton开启时间

t1、t2时间点

ts/h时间点

vaux跨压

vcc电源端

vcomp补偿电压

vcs电流检测电压

vcs-med中间值

vcs-peak峰值

vcs-sam采样结果

vd-light电容电压

vlight电容电压

vref参考电压

vs/h采样电压

vtar目标电压

vth临界电压

vout输出电压

具体实施方式

在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的元件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考虑，相同的符号的元件将不再重述。

图3为依据本发明的实施例所产生的一开关式电源供应器30，其中与图1相同或是相似之处，为简洁的缘故，不再累述。电源控制器32有一补偿端com，连接到一补偿电容ccom。电流检测电阻rcs、功率开关20、与主绕组prm串联于输入电源线(inputpowerline)in与接地线gnd之间。电流检测电阻rcs提供电流检测电压vcs给电源控制器32，电流检测电压vcs可以代表流经功率开关20与主绕组prm的绕组电流ics。

图4举例说明电源控制器32。图5则显示一些图4中的信号波形。

采样保持电路62连接至反馈端fb，通过电阻14与16、辅助绕组aux、次级侧绕组sec，在变压器释磁时，检测位于次级侧的输出电压vout。举例来说，采样保持电路62在图5中的时间点ts/h进行采样，产生并保持采样电压vs/h。采样电压vs/h可以代表或对应到输出电压vout。

跨导器(transconductor，又称为“转导器”)64比较采样电压vs/h与一参考电压vref，据以对补偿电容ccom充电或放电，产生补偿电压vcomp。当采样电压vs/h偏离参考电压vref了，表示当下输出电压vout不等于目标电压vtar，开关式电源供应器30应该相对应地增加或是减少电源功率转换，因此改变补偿电压vcomp。越低的补偿电压vcomp，表示负载18越轻。

在图4中，补偿电压vcomp通过pwm控制器66，控制pwm信号sdrv的开启时间ton。如同图5所示，开启时间ton时，电流检测信号vcs大致线性地上升。当电流检测信号vcs超过补偿电压vcomp经过电平移位器68所产生的一对应电压后，比较器70重置sr触发器72，使pwm信号sdrv成为逻辑上的0，结束了开启时间ton，开始关闭时间toff。简单地说，补偿电压vcomp可以决定电流检测信号vcs的峰值vcs-peak，也决定了开启时间ton的长度。比较高的补偿电压vcomp，表示比较高的峰值vcs-peak，以及比较长的开启时间ton。

释磁检测器65，通过反馈端fb、电阻14与16，检测辅助绕组aux的跨压vaux，以提供释磁时间tdmg。举例来说，释磁检测器65可以检测在反馈端fb上的反馈电压vfb大约等于或大于采样电压vs/h的时间，来产生释磁信号sdmg，其可以指示出释磁时间tdmg，如同图5所示。释磁时间tdmg内，次级侧绕组sec产生次级侧电流isec，对输出电容cout充电或是对负载18供电。释磁时间tdmg大约就是次级侧电流isec大于0a的时间。

输出电流比较器76，依据释磁时间tdmg以及电流检测信号vcs，提供睡眠信号ssleep至频率控制器74。从释磁时间tdmg与电流检测信号vcs，输出电流比较器76可以大略地得知当下开关周期内从次级侧绕组sec所输出的总电荷量。如此，输出电流比较器76可以从初级侧，辨识出当下次级侧的负载电流iload是否稳定的低于一定值。如果是，就使睡眠信号ssleep致能；相反的，如果不是，就使睡眠信号ssleep禁能。输出电流比较器76的细部电路，将稍后解释。

补偿电压vcomp与睡眠信号ssleep一起决定了pwm信号sdrv的开关频率fsw，其为周期时间tcyc的倒数，而周期时间tcyc为开启时间ton与关闭时间toff的合。补偿电压vcomp控制频率控制器74，其可以大略地决定在何时设置(set)sr触发器72，使pwm信号sdrv成为逻辑上的1，结束了关闭时间toff，开始开启时间ton。当补偿电压vcomp越高，周期时间tcyc越短，开关频率fsw就越大。在一实施例中，频率控制器74可以提供了图6中的补偿电压vcomp对开关频率fsw的两条转换曲线crvnor与crvsleep。当睡眠信号ssleep为禁能时，频率控制器74提供转换曲线crvnor，其对应的开关频率fsw具有一最小值fmin-nor；当睡眠信号ssleep为致能时，频率控制器74提供转换曲线crvsleep，其对应的开关频率fsw具有一最小值fmin-sleep。如同图6所示的，最小值fmin-sleep小于最小值fmin-nor。

图7举例图4中的输出电流比较器76，其包含有一恒流源80、开关82、采样器84、电压电流转换器86、延迟器92、以及比较器94。采样器84对电流检测信号vcs采样，用以产生一采样结果vcs-sam。在此实施例中，采样结果vcs-sam代表了峰值vcs-peak。但本发明不限于此。在另一实施例中，采样结果vcs-sam代表了中间值vcs-med，也就是大约在二分之一开启时间ton时，电流检测信号vcs的值。电压电流转换器86将采样结果vcs-sam转换为下拉电流idn，在释磁信号sdmg所指示的释磁时间tdmg内，对电容90放电。恒流源80提供定电流iset-ref，对电容90充电。一个开关周期后，电容90上的电容电压vlight上的电压变化dvlight，可以以以下公式表示

dvlight＝dq90/c90

＝(iset-ref×tsw-idn×tdmg)/c90

＝(iset-ref×tsw-k1×ics-peak×tdmg)/c90

＝(iset-ref×tsw-k2×isec-peak×tdmg)/c90

＝(iset-ref×tsw-k2×iload×tsw)/c90

＝k3×(iset-iload)×tsw/c90

其中，dq90为电容90存储的电荷变化量，k1、k2、k3都为常数，isec-peak为相对应峰值vcs-peak的次级侧电流峰值，显示于图5，iset为对应定电流iset-ref的一预设电流，c90为电容90的电容值。从以上公式中可以发现，当负载电流iload小于预设电流iset时，电容电压vlight会随着开关周期次数的增加而上升；相反的，如果负载电流iload大于预设电流iset时，电容电压vlight会随着开关周期次数的增加而下降。简单地说，恒流源80、开关82、采样器84、以及电压电流转换器86一起，从初级侧来检测次级侧的负载电流iload，并用以跟预设电流iset相比较。

延迟器92大致上为一rc电路，包含有电容96以及开关式电容电路98。开关式电容电路98作为一个电阻，其中的两个开关分别受到反相与非反相的pwm信号sdrv所控制。延迟器92可以提供一时间延迟tdelay给电容电压vlight，而产生电容电压vd-light。

比较器94比较电容电压vd-light与一临界电压(thresholdvoltage)vth，并据以产生睡眠信号ssleep。当电容电压vd-light高于临界电压vth时，睡眠信号ssleep被致能；反之，睡眠信号ssleep被禁能。

图8显示当负载18由重变成无载后的一些信号波形。在起始状态，负载18为重载，负载电流iload为一很大的值，开关频率fsw很高，电容电压vlight与vd-light都维持在一最低值，睡眠信号ssleep为禁能。在时间点t1，负载18由重变成无载，负载电流iload为0。随着补偿电压vcomp的掉落，依据图6中的转换曲线crvnor，开关频率fsw在时间t1之后很快降至最小值fmin-nor。同时，因为反应负载电流iload为0，小于预设电流iset，所以电容电压vlight上升到其最大值。在时间t1的时间延迟tdelay后的时间t2，电容电压vd-light才爬到超过临界电压vth，因而致能睡眠信号ssleep。所以，在时间t2之后，依据图6中的转换曲线crvsleep，开关频率fsw变为比最小值fmin-nor更小的最小值fmin-sleep。从图8可以发现，当负载18一直保持为无载下，开关频率fsw最后会是最小值fmin-sleep，如此，可以降低开关损失，节省电源。

图9显示图3的开关式电源供应器30在动态反应下的测试结果。在图9的动态反应测试中，每次的负载18位于无载的时间为无载时间tno-load，都小于时间延迟tdelay。因此，电容电压vd-light一直都无法到达临界电压vth，就被拉下来了。所以睡眠信号ssleep一直是禁能。频率控制器74提供了转换曲线crvnor，使得开关频率fsw在无载时间tno-load内，为最小值fmin-nor，如同图9所示。因为在图9中的动态反应测试下，开关频率fsw为最小值fmin-nor，比最小值fmin-sleep高。因此，开关式电源供应器30可以比较快去检测次级侧的负载18变化，初级侧的电源控制器32可以快速地反应，避免输出电压vout过度掉落。

图7仅仅是举例说明输出电流比较器76，本发明并不限于此。图10显示另一输出电流比较器76a，可以取代图4中的输出电流比较器76。图10中的输出电流比较器76a可以参考先前的解说而了解，不再累述。

以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求书所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。