一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统及其方法与流程

本发明涉及一种控制系统及其方法，特别是一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统及其方法。

背景技术：

小型化和轻量化是开关电源发展的趋势。在开关电源中，变换器的体积重量主要受限于电感、电容等无源元件。提高开关频率可以有效减小无源元件体积，从而提高变换器的功率密度。近年来，宽禁带半导体器件发展迅速，gan等新型半导体器件的出现为大幅提高变换器开关频率提供了可能。目前，开关频率高于10mhz的功率变换系统逐渐成为研究的热点。但是，开关器件的开关损耗随着开关频率的提高而增加。为减小开关损耗，具有软开关特性的谐振变换器得到了广泛应用。

高频谐振变换器可以采用脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation,pfm)、脉宽调制(pulsewidthmodulation,pwm)和on-off控制等方法来调节输出电压。在10mhz以上的开关频率下，采用pfm控制时，电感和电容需根据最低开关频率设计，不利于减小电感和电容的体积和重量。而pwm调制方式的占空比分辨率较低，且难以兼顾输出电压的调节和开关管的软开关实现。因而，在开关频率高于10mhz的功率变换场合，目前主要采用on-off控制。on-off控制类似于“打嗝”控制，通过使变换器间歇性工作，将输出电压脉动限制在允许的范围内。当变换器工作时，开关管的开关频率和占空比均恒定。目前，该开关频率和占空比通常以变换器低压满载的工况进行设计。然而，当输入电压升高或变换器负载减轻时，该恒定的开关频率和占空比将无法保证变换器始终高效工作。事实上，当输入电压升高时，变换器的输出功率能力增强，使得电路中谐振电流和开关管电流均增大，增加了谐振电感的铜损和开关管的导通损耗。变换器负载减轻时，变换器所能提供的功率大于负载所需，变换器处于过设计状态。

综上可知，基本的on-off控制仅能保证高频谐振变换器在低压满载时的工作性能较好，而当输入电压升高或变换器负载减轻时，变换器处于过设计状态，产生不必要的损耗。因此，需要寻求新的控制技术，在全输入电压和全负载范围内提高高频谐振变换器的效率。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统及其方法，提高变换器在全输入电压和全负载范围下的变换效率。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统，其特征在于：包含a/d采样模块a、a/d采样模块b、工作模式判断单元、滞环状态判断单元、驱动选择单元和pwm产生单元，

a/d采样模块a与工作模式判断单元连接用于对主功率电路的输入电压vin进行采样，并转换为数字反馈信号输出给工作模式判断单元；

a/d采样模块b与滞环状态判断单元、工作模式判断单元和电流采样器连接，用于对主功率电路的输出电压vo和负载电流io进行采样，并转换为数字反馈信号分别输出给滞环状态判断单元和工作模式判断单元；

滞环判断单元与工作模式判断单元连接用于根据数字反馈信号vof，判断变换器的滞环状态，并将判断结果vh输出给工作模式判断单元；

工作模式判断单元与驱动选择单元连接用于根据数字反馈信号vinf，iof和滞环状态信号vh，产生模式判断信号vm，并输出给驱动选择单元；

驱动选择单元与pwm产生单元连接用于根据所得到的模式判断信号vm，通过查表给出此时电路所需的驱动频率fs和占空比dy，并输出给pwm产生单元；

pwm产生单元与驱动单元连接用于产生所需的fs和dy，输出给外部驱动单元。

进一步地，所述主功率电路包含，电源vin正极连接电感lin一端，电感lin另一端与开关管s一端、电容cp一端和电感lr一端连接，电感lr的另一端与电容cr一端连接，电容cr另一端与二极管d2阴极、二极管d1阳极连接，二极管d1阴极与电容co一端和负载rld一端连接，负载rld另一端、电容co另一端、二极管d2阳极、电容cp另一端和开关管s另一端连接电源vin负极。

进一步地，所述开关管s的控制端连接驱动单元，电流采样器对流经负载rld的电流进行采样，采用变压器采样或者电阻采样实现。

一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统的控制方法，其特征在于包含以下步骤：

步骤一：根据主功率电路的拓扑及参数，获取多组适用于该主功率电路的开关频率和占空比，并存储于驱动选择单元内。

步骤二：对变换器的输出电压和输入电压进行采样。同时，利用电流采样器对负载电流进行采样。将采样信号输出给控制电路中的a/d采样模块。

步骤三：根据采样得到的输出电压数字反馈信号vof，判断此时电路是处于输出电压滞环上升状态还是输出电压滞环下降状态，模式判别结果以vh表示。

步骤四：根据输入电压数字反馈信号vinf，得到在步骤一所获得的不同开关频率和占空比下，变换器的输出功率能力；根据负载电流数字反馈信号iof，得到此时所需的负载功率；根据变换器的输出功率能力，负载功率以及滞环控制信号，给出此时变换器的工作模式判断结果vm。

步骤五：驱动选择单元根据变换器的工作模式判断结果，给出相应的驱动频率和占空比。

进一步地，所述步骤一中存储于驱动选择单元内的多组开关频率和占空比具体为，

1)存储的每组开关频率和占空比，均可以使谐振变换器主功率电路中的开关管在全输入电压范围内实现软开关；

2)在各组开关频率和占空比下，变换器的输出功率能力均不同，按照变换器输出功率能力由弱至强，将各组开关频率和占空比分别表示为：(fs1，dy1)，(fs1，dy1)，……(fsn，dyn)，其中，在驱动信号(fsn，dyn)下，变换器输出功率能力高于其满载输出功率；

3)驱动信号存储组数n为2-4组。

进一步地，所述步骤三中滞环状态判断过程具体为将当前输出电压数字反馈信号vof大小与上一数字反馈信号vof进行比较，若信号幅值增大，且低于输出电压的滞环上门限值，则此时电路处于输出电压滞环上升状态；若信号幅值减小，且高于输出电压的滞环下门限值，则此时电路处于输出电压滞环下降状态。

进一步地，所述步骤四中工作模式判断过程具体为，

1)根据输入电压数字反馈信号vinf，得到各组开关频率和占空比下变换器输出功率能力，分别以p1，p2，……，pn表示，且p1<p2<……<pn；

2)根据负载电流数字反馈信号io，得到负载所需功率po；

3)估算变换器效率η，选取0.65<η<0.95；计算求得ηp1，ηp2，……，ηpn；

4)判断实际负载功率po与ηp1，p1，ηp2，p2，……，ηpn-1，pn-1，ηpn之间的大小关系；

5)根据滞环状态信号，明确此时输出电压是处于滞环上升还是滞环下降状态；

6)根据所得po与ηp1，p1，ηp2，p2，……，ηpn-1，pn-1，ηpn之间的大小关系以及滞环状态信号，得到模式判断信号vm。

进一步地，所述步骤五中驱动选择过程具体为，

若0<po<ηp1，且输出电压滞环上升，选取驱动(fs1，dy1)；

若0<po<ηp1，且输出电压滞环下降，驱动闭锁，变换器不工作；

若ηp1<po<p1，且输出电压滞环上升，选取驱动(fs2，dy2)；

若ηp1<po<p1，且输出电压滞环下降，驱动闭锁，变换器不工作；

若ηpk<po<pk(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环上升，选取驱动(fsk+1，dyk+1)；

若ηpk<po<pk(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环下降，选取驱动(fsk-1，dyk-1)；

若pk<po<ηpk+1(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环上升，选取驱动(fsk+1，dyk+1)；

若pk<po<ηpk+1(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环下降，选取驱动(fsk，dyk)。

本发明与现有技术相比，具有以下优点和效果：

1、本发明通过采样输入电压和负载电流判断变换器的工作情况，并针对不同的工作情况自适应地选择不同的驱动信号，以在宽输入电压和全负载范围内的提高变换器效率。

2、本发明所涉及采样电路均为直流信号采样，其实现简单，可操作性强。

3、本发明涉及到的所有控制电路均使用数字控制器实现，灵活性高，硬件电路简单。

附图说明

附图1是本发明的一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统在高频classe型dc-dc变换器中应用的结构框图。

附图2是滞环状态判断单元判断过程示意图。

附图3是所提控制方法的驱动选择示意图。

附图4是classe型dc-dc变换器在某组开关频率和占空比下的开关周期波形图之一。

附图5是classe型dc-dc变换器在某组开关频率和占空比下的开关周期波形图之二。

附图6是classe型dc-dc变换器在某组开关频率和占空比下的开关周期波形图之三。

附图7是classe型dc-dc变换器在某一负载条件下的工作波形图之一。

附图8是classe型dc-dc变换器在某一负载条件下的工作波形图之二。

附图9是classe型dc-dc变换器在某一负载条件下的工作波形图之三。

附图10是classe型dc-dc变换器在某一负载条件下的工作波形图之四。

附图11是classe型dc-dc变换器在某一负载条件下的工作波形图之五。

附图12是本发明多频滞环控制方法与传统滞环控制方法的效率对比图。

vin是变换器输入电压，vo是变换器输出电压，lin为输入电感，s是主开关管，cp为并联电容，lr和cr分别是谐振电感和谐振电容，d1和d2是整流二极管，co是输出滤波电容，vof是采样输出电压得到的数字反馈信号，iof是采样负载电流得到的数字反馈信号，vinf是采样输入电压得到的数字反馈信号，vh是滞环状态信号，vm是工作模式信号，fs和dy是开关频率和占空比。(fs1，dy1)，(fs2，dy2)和(fs3，dy3)是三组存储于驱动选择单元的频率和占空比，p1，p2和p3是开关管驱动分别为(fs1，dy1)，(fs2，dy2)和(fs3，dy3)时对应变换器的输出功率能力，po(nom)是变换器满载输出功率，po是变换器实际输出功率。vgs是主开关管的驱动信号，ir是lr和cr的谐振电流，vcp是并联电容两端电压，△vo是输出电压纹波。

具体实施方式

下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。

如图所示，本发明的一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统，包含a/d采样模块a、a/d采样模块b、工作模式判断单元、滞环状态判断单元、驱动选择单元和pwm产生单元，

a/d采样模块a与工作模式判断单元连接用于对主功率电路的输入电压vin进行采样，并转换为数字反馈信号输出给工作模式判断单元；

a/d采样模块b与滞环状态判断单元、工作模式判断单元和电流采样器连接，用于对主功率电路的输出电压vo和负载电流io进行采样，并转换为数字反馈信号分别输出给滞环状态判断单元和工作模式判断单元；

滞环判断单元与工作模式判断单元连接用于根据数字反馈信号vof，判断变换器的滞环状态，并将判断结果vh输出给工作模式判断单元；

工作模式判断单元与驱动选择单元连接用于根据数字反馈信号vinf，iof和滞环状态信号vh，产生模式判断信号vm，并输出给驱动选择单元；

驱动选择单元与pwm产生单元连接用于根据所得到的模式判断信号vm，通过查表给出此时电路所需的驱动频率fs和占空比dy，并输出给pwm产生单元；

pwm产生单元与驱动单元连接用于产生所需的fs和dy，输出给外部驱动单元。

主功率电路包含，电源vin正极连接电感lin一端，电感lin另一端与开关管s一端、电容cp一端和电感lr一端连接，电感lr的另一端与电容cr一端连接，电容cr另一端与二极管d2阴极、二极管d1阳极连接，二极管d1阴极与电容co一端和负载rld一端连接，负载vo另一端、电容co另一端、二极管d2阳极、电容cp另一端和开关管s另一端连接电源vin负极。开关管s的控制端连接驱动单元，a/d采样模块a连接电源vin的正极，电流采样器采样负载rld中电流。

一种适用于高频谐振变换器的多频滞环控制系统的控制方法，包含以下步骤：

步骤一：根据主功率电路的拓扑及参数，获取多组适用于该主功率电路的开关频率和占空比，并存储于驱动选择单元内。

存储于驱动选择单元内的多组开关频率和占空比具体为，

1)存储的每组开关频率和占空比，均可以使谐振变换器主功率电路中的开关管在全输入电压范围内实现软开关；

2)在各组开关频率和占空比下，变换器的输出功率能力均不同，按照变换器输出功率能力由弱至强，将各组开关频率和占空比分别表示为：(fs1，dy1)，(fs1，dy1)，……(fsn，dyn)，其中，在驱动信号(fsn，dyn)下，变换器输出功率能力高于其满载输出功率；

3)驱动信号存储组数n为2-4组。

步骤二：对变换器的输出电压和输入电压进行采样。同时，利用电流采样器对负载电流进行采样。将采样信号输出给控制电路中的a/d采样模块。

步骤三：根据采样得到的输出电压数字反馈信号vof，判断此时电路是处于输出电压滞环上升状态还是输出电压滞环下降状态，模式判别结果以vh表示。

滞环状态判断过程具体为将当前输出电压数字反馈信号vof大小与上一数字反馈信号vof进行比较，若信号幅值增大，且低于输出电压的滞环上门限值，则此时电路处于输出电压滞环上升状态；若信号幅值减小，且高于输出电压的滞环下门限值，则此时电路处于输出电压滞环下降状态。

步骤四：根据输入电压数字反馈信号vinf，得到在步骤一所获得的不同开关频率和占空比下，变换器的输出功率能力；根据负载电流数字反馈信号iof，得到此时所需的负载功率；根据变换器的输出功率能力，负载功率以及滞环控制信号，给出此时变换器的工作模式判断结果vm。

工作模式判断过程具体为，

1)根据输入电压数字反馈信号vinf，得到各组开关频率和占空比下变换器输出功率能力，分别以p1，p2，……，pn表示，且p1<p2<……<pn；

2)根据负载电流数字反馈信号io，得到负载所需功率po；

3)估算变换器效率η，选取0.65<η<0.95；计算求得ηp1，ηp2，……，ηpn；

4)判断实际负载功率po与ηp1，p1，ηp2，p2，……，ηpn-1，pn-1，ηpn之间的大小关系；

5)根据滞环状态信号，明确此时输出电压是处于滞环上升还是滞环下降状态；

6)根据所得po与ηp1，p1，ηp2，p2，……，ηpn-1，pn-1，ηpn之间的大小关系以及滞环状态信号，得到模式判断信号vm。

步骤五：驱动选择单元根据变换器的工作模式判断结果，给出相应的驱动频率和占空比。

驱动选择过程具体为，

若0<po<ηp1，且输出电压滞环上升，选取驱动(fs1，dy1)；

若0<po<ηp1，且输出电压滞环下降，驱动闭锁，变换器不工作；

若ηp1<po<p1，且输出电压滞环上升，选取驱动(fs2，dy2)；

若ηp1<po<p1，且输出电压滞环下降，驱动闭锁，变换器不工作；

若ηpk<po<pk(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环上升，选取驱动(fsk+1，dyk+1)；

若ηpk<po<pk(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环下降，选取驱动(fsk-1，dyk-1)；

若pk<po<ηpk+1(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环上升，选取驱动(fsk+1，dyk+1)；

若pk<po<ηpk+1(2≤k≤n-1)，且输出电压滞环下降，选取驱动(fsk，dyk)。

综上，在驱动信号的选择过程中，若处于滞环上升阶段，则选取一组驱动信号使变换器输出功率能力略高于负载所需；若处于滞环下降阶段，则选取一组驱动信号使变换器输出功率能力略低于负载所需。这样，一方面可以使滞环周期内变换器中电流有效值较小，减小开关管的导通损耗及电感铜损；另一方面，可以减小变换器滞环频率，进而减小滞环状态切换过程的动态损耗。最终提升变换器效率。

实施案例：

在高频谐振变换器中，classe型dc-dc变换器因其结构简单，易于实现软开关得到了广泛应用。这里以主功率电路采用classe型dc-dc变换器为例，对所述多频滞环控制系统及其控制方法进行详细说明。

图1给出了多频滞环控制方法用于classe型dc-dc变换器的结构框图。本例中，在驱动选择单元内存储三组开关频率和占空比，分别为：fs1＝22.6mhz，dy1＝0.35；fs2＝21mhz，dy2＝0.5；fs3＝19.6mhz，dy3＝0.6。上述三组驱动信号满足：1)均可以使classe型dc-dc变换器实现软开关；2)采用驱动信号(fs1，dy1)时，classe型dc-dc变换器输出功率能力最弱；采用驱动信号(fs2，dy2)时，classe型dc-dc变换器输出功率能力较弱，采用驱动信号(fs3，dy3)时，classe型dc-dc变换器输出功率能力最强。

a/d采样模块a采样classe型dc-dc变换器的输入电压vin，并将其转化为数字反馈信号vinf；a/d采样模块b采样classe型dc-dc变换器输出电压vo和负载电流io，并将其转化为数字反馈信号vof和iof。

图2给出了滞环状态判断单元根据vof判断变换器滞环状态的示意图。当检测到输出电压处于上升阶段，且其幅值低于输出电压上限值vup时，vh置高，表明此时变换器输出电压处于滞环上升状态；当检测到输出电压处于下降阶段，且其幅值高于输出电压下限值vlow时，vh置低，表明此时变换器输出电压处于滞环下降状态。

将所得vh送入工作模式判断单元，同时，通过输入电压数字反馈信号vinf，可以计算得到不同输入电压下采用上述三组驱动信号时变换器的最大输出功率能力；通过负载电流数字反馈信号iof，可以得到实际负载功率。再根据实际负载功率的大小和vh，可得到相应的模式判断信号vm，本例中，模式判断信号与变换器工作状态之间的对应关系如图3所示。图3还给出了驱动选择单元vm所确定的驱动信号。下面对图3进行具体解释：

当0<po<ηp1时，驱动信号(fs1，dy1)，(fs2，dy2)和(fs3，dy3)均可以提供足够的输出功率，而采用驱动信号(fs1，dy1)时，classe型dc-dc变换器中的输入电流，谐振电流和开关管电流有效值均最小，有利于提高变换器效率。因此，在滞环上升阶段，采用驱动信号(fs1，dy1)；而在滞环下降阶段，变换器不工作。

当ηp1<po<p1时，驱动信号(fs2，dy2)和(fs3，dy3)均可以提供足够的输出功率，而采用驱动信号(fs2，dy2)时，classe型dc-dc变换器中的输入电流，谐振电流和开关管电流有效值均最小，有利于提高变换器效率。因此，在滞环上升阶段，采用驱动信号(fs2，dy2)；而在滞环下降阶段，变换器不工作。

当p1<po<ηp2时，驱动信号(fs2，dy2)和(fs3，dy3)均可以提供足够的输出功率，而采用驱动信号(fs2，dy2)时，变换器中的输入电流，谐振电流和开关管电流有效值均最小。因此，在滞环上升阶段，采用驱动信号(fs2，dy2)；在滞环下降阶段，变换器不工作或以驱动信号(fs1，dy1)工作，均可使输出电压下降。而采用驱动信号(fs1，dy1)时，变换器输出功率与实际负载功率相差较小，一方面可以使可滞环周期内电路电流有效值较小，减小开关管导通损耗和电感的铜损；另一方面可以使滞环频率降低，减小滞环切换的动态损耗，进一步提高变换器效率。因此，在滞环下降阶段，采用驱动信号(fs1，dy1)。

当ηp2<po<p2时，仅驱动信号(fs3，dy3)可以提供足够的输出功率。因此，在滞环上升阶段，采用驱动信号(fs3，dy3)；在滞环下降阶段，变换器不工作或以驱动信号(fs1，dy1)工作，均可使输出电压下降。而采用驱动信号(fs1，dy1)时，变换器输出功率与实际负载功率相差较小，一方面可以使可滞环周期内电路电流有效值较小，减小开关管导通损耗和电感的铜损；另一方面可以使滞环频率降低，减小滞环切换的动态损耗，进一步提高变换器效率。因此，在滞环下降阶段，采用驱动信号(fs1，dy1)。

当p2<po<po(nom)时，仅驱动信号(fs3，dy3)可以提供足够的输出功率。因此，在滞环上升阶段，采用驱动信号(fs3，dy3)；在滞环下降阶段，变换器不工作或以驱动信号(fs1，dy1)，(fs2，dy2)工作，均可使输出电压下降。而采用驱动信号(fs2，dy2)工作时，变换器输出功率与实际负载功率相差较小，一方面可以使可滞环周期内电路电流有效值较小，减小开关管导通损耗和电感的铜损；另一方面可以使滞环频率降低，减小滞环切换的动态损耗，进一步提高变换器效率。因此，在滞环下降阶段，采用驱动信号(fs2，dy2)。

测试实例：

图1所给出的具体实例的主要参数如下：

●输入电压vin＝9v-18v

●输出电压vo＝5v

●开关频率fs＝20mhz

●额定输出功率po(nom)＝10w

●输入电感lin＝4μh

●并联电容cp＝1.18nf

●谐振电感lr＝67nh

●谐振电容cr＝1.3nh

●开关管s：epc2016c

●二极管d1，d2：db2431200l

●第一组开关频率和占空比：fs1＝22.6mhz，dy1＝0.35

●第一组开关频率和占空比：fs2＝21mhz，dy2＝0.5

●第一组开关频率和占空比：fs3＝19.6mhz，dy3＝0.6

以输入电压为9v为例，对变换器进行测试。图4，5，6分别给出了在上述三组开关频率和占空比下，classe型dc-dc变换器的开关周期波形图。可以看出，1)上述三组开关频率和占空比均可以使变换器实现软开关。2)三组开关频率和占空比下，变换器中谐振电流幅值irm分别为：2.5a，5a和7.5a，可得其对应的变换器的输出功率能力分别为p1＝4w，p2＝8w和p3＝12w。估算变换器效率为η＝0.85。那么，ηp1＝3.4w，ηp2＝6.8w，ηp3＝10.2w。

图7中，变换器负载功率为2w，对应于0<po<ηp1，此时若处于滞环上升状态，则vm＝0001，变换器驱动信号为(fs1，dy1)；若处于滞环下降状态，则vm＝0000，变换器不工作。

图8中，变换器输出功率为3.5w，对应于ηp1<po<p1。此时若处于滞环上升状态，则vm＝0011，变换器驱动信号为(fs2，dy2)；若处于滞环下降状态，则vm＝0010，变换器不工作。

图9中，变换器输出功率为5w，对应于p1<po<ηp2。此时若处于滞环上升状态，则vm＝0111，变换器驱动信号为(fs2，dy2)；若处于滞环下降状态，则vm＝0110，变换器驱动信号为(fs1，dy1)。

图10中，变换器输出功率为7w，对应于ηp2<po<p2。此时若处于滞环上升状态，则vm＝1111，变换器驱动信号为(fs3，dy3)；若处于滞环下降状态，则vm＝1110，变换器驱动信号为(fs1，dy1)。

图11中，变换器输出功率为9w，对应于p2<po<po(nom)。此时若处于滞环上升状态，则vm＝1101，变换器驱动信号为(fs3，dy3)；若处于滞环下降状态，则vm＝1100，变换器驱动信号为(fs2，dy2)。

图12给出了采用所述多频滞环控制与采用传统滞环控制的效率对比图，可以看出，多频滞环控制可以在全负载范围内提高变换器效率，最高约提升5％。所提控制系统具有应用价值。

由以上描述可知，本发明提出的多频滞环控制具有如下优点：

1、该控制系统根据采样得到的输入电压，负载电流和输出电压判断变换器的工作情况，并针对不同的工作情况自适应地选择不同的驱动信号，以在宽输入电压和全负载范围内的提高变换器效率。

2、该控制系统中涉及到的采样信号均为直流信号，其实现简单，可操作性强。

3、所有控制电路均使用数字控制器实现，灵活性高，硬件电路简单。

本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。