一种异步电机无速度传感器矢量控制系统低频处理方法与流程

本发明涉及异步电机矢量控制领域，具体涉及一种异步电机无速度传感器矢量控制系统低频处理方法。

背景技术：

异步电机由于其结构简单、可靠性高，在工业领域里得到了广泛应用。矢量控制技术的应用大幅提升了异步电机控制性能。在高性能的矢量控制系统中，通常需要速度传感器来获取准确的转速，进而得到准确的磁链角度进行控制。但速度传感器的安装一方面增加了系统的成本，另一方面降低了系统的可靠性，部分环境较为恶劣的运行场合，也不适宜安装速度传感器。异步电机无速度传感器控制技术成为了一个重要的研究方向。

在无速度传感器矢量控制系统中，电机速度主要由磁链和速度观测器估算得到，其估测所用到的变量除电机自身的估测参数外，主要为定子电压和定子电流。电流可以通过霍尔传感器准确获取。但电压为高频PWM脉冲波形式，难以直接通过传感器检测获得，而一般通过开关管导通和关断时间，结合母线电压重构获得。由于驱动器开关管的开通关断延时不一致，为了防止上下桥臂直通，需要在开通关断时人为的加入死区时间，此外开关管本身也存在着一定的管压降，因而在实际输出电压与给定电压上引入了非线性变化。虽然通过死区补偿可以在一定程度上降低这种影响，但是不能完全消除。另外，速度估测系统都是基于电机的基本模型构建，电机的参数在运行中随着温度和磁场强度的变化，存在一定的偏移，也会对模型的估算引入误差。在低频阶段，开关管的非线性和电机参数，尤其是定子电阻的偏移影响尤为明显，会降低观测器的估测精度，严重时甚至会影响系统的稳定运行。

对于低频阶段的稳定运行问题，人们采用了各种方法，建立和修正观测模型，如电机模型的直接计算法、模型参考自适应法(MRAS)、全阶磁链观测器法，改善死区补偿的精度，或者定子电阻在线补偿等，但是在低频阶段，仍然存在着模型检测误差或补偿不到位导致系统运行不稳定的可能性。

技术实现要素：

有鉴于此，有必要提供一种在传统的无PG矢量控制系统的基础上，提升低频阶段运行稳定性的一种异步电机无速度传感器矢量控制系统低频处理方法。

一种异步电机无速度传感器矢量控制系统低频处理方法，具体如下：

在低频状态下，在原无速度传感器矢量控制系统中，根据电机实时给定速度对应角频率与切换频率之间的大小关系，并执行一定的延时，进行矢量控制模式与I/f控制模式之间的切换；其中，切换频率包括切换频率较大值和切换频率较小值；具体的，如果电机实时给定速度对应角频率大于切换频率较大值，将控制模式切换为矢量控制模式；如果电机实时给定速度对应角频率不大于切换频率较小值，将控制模式切换为I/f控制模式；其中，I/f控制模式为：将电机实时给定速度对应角频率替换估测速度对应角频率作为系统运行同步频率，同时电流环采用闭环控制。

本发明的低频处理方法通过进行矢量控制模式与I/f控制模式的切换，使得系统在I/f控制模式下，电流和负载可以实现自平衡，且在电流足够大的情况下，有较强的带载能力，实现了实际速度与给定速度存在一定转差的情况下，在接近给定速度下稳定运行，有效的避免无速度传感器矢量控制系统在低频阶段由于速度估测不准导致的运行失控状态。

附图说明

图1为异步电机电流矢量图；

图2为异步电机无速度传感器系统控制框图；

图3A、3B分别为原无速度传感器控制模式下半载时速度、电流穿越波形；

图4A、4B分别为原无速度传感器控制模式下满载时速度、电流穿越波形；

图5A、5B分别为采用本发明方法的无速度传感器控制模式下半载时速度、电流穿越波形；

图6A、6B分别为采用本发明方法的无速度传感器控制模式下满载时速度、电流穿越波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明，应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供一种异步电机无速度传感器矢量控制系统低频处理方法，其原理如下：

图1所示为异步电机矢量分布图，通过转子磁场定向，将电流分为与转子磁场同向的d轴电流和超前转子磁场90度的q轴电流。在该定向方式下，实现异步电机中电流的励磁分量和转矩分量的解耦，其中d轴电流对应励磁电流分量，q轴电流对应为转矩电流分量。通过调节这两部分电流，可以分别单独调节励磁和转矩。其相关计算公式如下：

其中，Tem为电机的电磁转矩，np为极对数，Lm为励磁电感，Lr为转子电感，isd为定子电流d轴分量，isq为定子电流q轴分量，Ψr为转子磁链，τr为转子时间常数，s为拉普拉斯算子；其中，Rr为转子电阻。

在稳态情况下，存在Ψr＝Lmisd，这样转矩计算公式如下：

在转子磁场定向矢量控制系统中，获取准确的转子磁链角度显得尤为重要，在采用同步频率积分获取转子磁链角度的矢量控制系统中，定子的运行频率主要来源为估测速度对应角频率和转差频率。在低频运行状态下，如果估测系统不稳定，估测速度对应角频率出现大幅的波动和偏差，使得给定的同步频率也出现大幅波动和偏差，进而进入失控状态。

由于系统失稳的主要原因是低频误差导致估测速度对应角频率大幅波动而引起转子磁链角度波动所致，因此，为了解决上述问题，本发明引入了一种I/f控制模式：将电机实时给定速度对应角频率替换估测速度对应角频率作为系统运行同步频率，同时电流环采用闭环控制。在这种工况下，设总的闭环给定电流值为is，对应于电流控制系统中主要通过dq轴分量实现，这里设d轴给定电流为q轴给定电流为在电流闭环的形式下，有

在I/f控制模式下，该给定仅仅是实现电流闭环给定的通道，已经不是矢量控制解耦对应的电流的意义。这里设总的电流分为转子磁场定向矢量控制解耦下的真实的分量为id_real和iq_real，结合式(2)，则有

则在负载和给定电流一定的情况下，真实的励磁电流分量和转矩电流分量可以看做未知数，式(4)为两个未知量的方程组。令又由于实际的励磁电流分量恒为正，电磁转矩和转矩电流分量符号一致，对式(4)进行求解，可得

或

可以看出，在I/f控制模式下，虽然给定的dq轴电流不能实现解耦，但其总的输出电流能够在式(4)中求得有效实数解，此时系统依然能够实现内部自平衡。即在采用I/f控制模式下，在对应负载下，相同的给定电流会自动实现励磁电流和转矩电流分量的分配，故在电流足够大，如能够在对应负载下实现电流分量的自动分配，就可以实现该工况下的稳定运行。该工况下，给定频率采用电机实时给定转速对应角频率ωset。在电流和负载依照式(4)的自平衡下，系统会得到真实的转矩电流和励磁电流分量，在稳态情况下，系统的真实转差角频率ωs_real为：

此时，系统的真实运行速度对应角频率ωm_real为：

ωm_real＝ω1-ωs_real (8)

其中，ω1为电机运行同步频率，在本发明的I/f控制模式稳态运行阶段，有ω1＝ωset。

从以上分析可以看出，只要给定足够大的总输出电流，在一定负载范围下，采用I/f控制可以通过系统的自平衡实现其稳定运行。而在拖动负载的情况下，电机的真实运行速度对应角频率与给定转速对应角频率之间会存在一定的转差。该转差大小与总的给定电流值和负载有关。从真实电流分量求解结果可以看出，在相同负载下，有两种电流平衡形态。结合转差计算公式，为了使其运行中的转差尽可能小，一般希望其真实电流分配形式为式(5)，即isd_real≥|isq_real|。故在矢量控制切换进入I/f控制模式时，要提高励磁电流给定值，尽量实现切换进入I/f控制模式后，系统处于小转差运行状态。

在上述分析的基础上，下面介绍矢量控制和I/f控制相互切换的操作：

(1)矢量控制切换进入I/f控制

在基于转子磁场定向的矢量控制中，系统运行稳定最重要的变量是转子磁链角度。采用无速度传感器控制进入低频以后，由于磁链和速度观测器的不准确，导致系统运行特性恶化和失稳的首要表现是速度估测不稳，导致系统运行的磁链角度出现大幅波动，磁链角度的波动会引起解耦处理的大幅波动，进而进一步恶化无速度传感器控制系统的稳定性。故在运行模式切换的前期阶段，可以通过将电机实时给定转速对应角频率ωset代替估测电机转速对应角频率ωm_est作为进行同步运行频率的计算，即令

ω1＝ωset+ωs (9)

其中，ωs为电机给定运行转差角频率。

由于给定速度对应角频率是一个稳定的值，这在一定程度上降低了低频状态下估测速度对应角频率不稳定对磁链角度波动的影响。在该情况下，如果估测速度对应角频率的恶化程度不太严重，则仍可以通过速度环调节转矩电流，进而调节转差角频率，实现近似的速度环控制。这就是采用I/f控制的第一阶段。

但是如果估测速度在采用第一阶段的方法下，依然出现大幅的波动和偏差，在上述第一阶段的基础上，将速度环比例分量部分强制为0，逐步降低速度环的积分分量至0，同时逐步提升励磁电流值至一个较大的值Im_max；其中，根据具体情况设定Im_max，为保证带负载的能力，一般为电机额定电流值。该阶段完成时，消除了速度环的影响。只要以给定速度对应角频率作为同步角频率，以励磁电流环的励磁电流给定值作为总的电流输出，即完全切入了I/f控制模式，这就是采用I/f控制的第二阶段。

(2)I/f控制切换进入矢量控制

当I/f控制模式切换为矢量控制时，为防止磁链和速度观测器在I/f控制模式下偏差过大，在I/f控制模式下，将当前的实时给定速度对应角频率送至磁链和速度观测器，作为磁链和速度观测器切入前的初始化值，并进行一定的延时。此时为I/f控制切换进入矢量控制的第一阶段。

在第一阶段延时完成的基础上，将估测电机速度对应角频率替换给定速度对应角频率进行同步频率计算，并按照一定的延时，降低励磁电流给定值，提升转矩电流给定值积分分量至正常值；在恢复完成的基础上，同时恢复速度环比例分量，系统进入正常的无速度传感器矢量控制模式。此时为I/f控制切换进入矢量控制的第二阶段。

整个过程中速度观测器正常运行，速度环的反馈速度一直采用估测电机转速对应角频率ωm_est。

两个控制模式的切入和退出通过切换频率、速度差值对应角频率和切换延时的相互结合判断得出。具体过程如下：

设I/f控制模式不同切换阶段的标志位I_f_flag，

I_f_flag＝0，系统处于正常的矢量控制模式；

I_f_flag＝1，系统处于矢量控制切换进入I/f控制第一阶段；

I_f_flag＝2，系统处于矢量控制切换进入I/f控制第二阶段；

I_f_flag＝3，系统处于I/f控制阶段；

I_f_flag＝4，系统处于I/f控制切换进入矢量控制第一阶段；

I_f_flag＝5，系统处于I/f控制切换进入矢量控制第二阶段；

矢量控制模式与I/f控制模式的切换通过电机实时给定速度对应角频率与切换频率的比较获得。其中切换频率采用滞环模式，设低频切换频率较小值和较大值分别为fif_L、fif_H，一般可取fif_H＝(1.05～1.2)fif_L。电机实时给定速度对应角频率为ωset，设切换频率标志位为f_l_flag，则有：

切换频率标志位f_l_flag与I/f控制模式不同切换阶段的标志位I_f_flag共同决定其切换或运行状态。

(1)f_l_flag＝0和I_f_flag＝0

系统运行在正常的矢量控制模式，控制系统部分相关变量的值为：

其中，ωfed为速度环反馈速度对应电角频率；It_ref、Im_ref分别为转矩电流和励磁电流给定值，分别对应式(3)中Ikp_part为速度环输出转矩电流比例分量部分，Iki_part为速度环输出转矩电流积分分量部分，Im_normal为正常矢量控制模式下励磁电流给定值。

(2)f_l_flag＝1和I_f_flag＝0

进行矢量控制至I/f控制第一阶段切换标志置位延时操作。为了令系统尽可能运行在正常的矢量控制模式，矢量控制至I/f控制第一阶段切换在延时切换的基础上，引入电机估测速度对应角频率与给定运行速度对应角频率差值大小的阈值判断的操作，使其可以实现双向切换。

具体的，设估测速度与实时给定速度之间的速度差值对应角频率为f_err，速度环差值判断阈值为f_err_lim。由于速度环差值判断阈值过大可能影响矢量控制至I/f控制的稳定切换，故速度环差值判断阈值取值不宜过大，例如取值为不大于1％电机额定运行频率。当估测速度与实时给定速度之间的差值对应角频率大于速度环差值判断阈值时，则将差值过大标志位f_err_flag设为1；否则设为0。其表达式如下所示：

矢量控制至I/f控制第一阶段切换标志置位延时操作具体如下：

将该阶段的延时计数器记为Tcount_0。当f_err_flag＝1时，Tcount_0进行累加操作；当f_err_flag＝0时，Tcount_0进行累计递减操作；同时对Tcount_0进行限幅，使其处于0和第一阶段切换操作延时时间Tdelay_0之间。该操作可以由下式表示：

当延时完成时Tcount_0＝Tdelay_0，将矢量控制至I/f控制切换操作第一阶段的标志位I_f_flag置为1。

(3)f_l_flag＝1和I_f_flag＝1

进入矢量控制至I/f控制切换第一阶段，该阶段下参考上一阶段进行速度环差值判断操作，将延时计数器记为Tcount_1，切换操作延时时间记为Tdelay_1。

在第一阶段期间，其存在向第二阶段切换和向正常的矢量控制模式切换两种可能，这里给出其切换公式如下所示：

在该阶段控制系统部分相关变量的值为：

(4)f_l_flag＝1和I_f_flag＝2

I/f控制第二阶段运行期间的控制变量处理及切换操作：

该阶段引入延时计数器Tcount_2，切换操作延时时间Tdelay_2。

在第二阶段期间，I_f_flag切换公式如下所示：

在该阶段控制系统部分相关变量的值为：

(5)f_l_flag＝1和I_f_flag＝3

该阶段真正进入了I/f控制运行阶段。

该阶段引入延时计数器Tcount_3，切换操作延时时间Tdelay_3。

在该阶段，I_f_flag切换公式如下所示：

在该阶段控制系统部分相关变量的值为：

(6)f_l_flag＝0和I_f_flag＝1～3

该阶段电机实时设定运行速度对应角频率已经大于速度环差判断阈值，需要从I/f控制切换为矢量控制。该阶段采用延时操作，延时计数器严格按照延时时间进行累加计数，当延时时间达到时，对I_f_flag置标志位，该标志位置位值与进入该阶段时的标志位值有关：

该阶段各变量的处理形式与进入该阶段前各变量的处理形式保持一致。当该阶段结束后I_f_flag设为0，则直接进入正常矢量控制阶段。

(7)f_l_flag＝0和I_f_flag＝4

该阶段进行I/f控制向矢量控制切换第一阶段，采用延时操作，延时计数器严格按照延时时间进行累加处理，延时到一定时间时将I_f_flag设为5。

在该阶段控制系统部分相关变量的值为：

(8)f_l_flag＝0和I_f_flag＝5

该阶段进行I/f控制向矢量控制切换第二阶段，采用延时操作，延时计数器严格按照延时时间进行累加处理，延时时间到达时将I_f_flag设为0。该阶段引入延时计数器为Tcount_5，切换操作延时时间Tdelay_5。

在该阶段控制系统部分相关变量的值为：

综上所述，可以得到不同阶段相关变量的值为：

本发明的方法实现的实验平台采用的TMS320F2833x型DSP为控制核心的7.5kW变频器，异步电机采用7.5kW变频调速异步电机，其额定运行频率为工频50Hz，额定电压380V，额定电流16.2A，额定转速1450r/min，极对数为2对极，负载侧采用15kW直流电机进行加载，采用光电编码器测量电机的真实速度。

首先在无本发明方法的情况下，令异步电机运行在20％额定运行频率，通过直流电机加反方向负载。为了防止失速，直流机侧设定速度保护为60％额定转速，然后将给定速度从正速度缓慢变为负20％。在该过程中，直流机侧负载给定方向不变。这样当异步电机从正向速度向负向速度穿越时，其由电动状态切换为发电状态。分别进行加半载和额定负载下的速度、电流穿越运行测试，其中满载阶段由于持续不稳定，在后期撤去负载。测试波形如图3和图4所示。测试结果显示，当系统在电机处于低频发电状态运行阶段时，估测速度出现发散的情况，整个系统进入不稳定运行状态，负载越大，该现象越明显。

同样的工况，采用本发明方法，考虑避开其不稳定运行点，这里将低频切换频率较小值fif_L设为5Hz，分别取速度、电流穿越波形如图5和图6所示。从图中可以看出，采用本发明的方法后，在相同工况下，原失稳现象得到有效抑制，整个穿越过程中，控制系统能够较为平缓实现矢量控制模式和I/f控制模式的相互切换。从实际速度与给定速度的关系中也可以看出，在I/f控制模式下，电流和负载可以实现自平衡，且在电流足够大的情况下，有较强的带载能力，实现了实际速度与给定速度存在一定转差的情况下，在接近给定速度下稳定运行。

对比两者测试结果可以看出，采用本发明中的方法后，通过低频段矢量控制和I/f控制的相互切换，有效的避免无速度传感器矢量控制系统在低频阶段由于速度估测不准导致的运行失控状态，在部分无速度传感器矢量控制系统低频运行可能出现不可控的状态的场合，采用该方法可以提升系统的稳定性，具体一定的实用价值。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。