DC/DC转换器的控制装置及控制方法与流程

本发明涉及控制dc/dc转换器的dc/dc转换器的控制装置及控制方法。

背景技术：

现有技术中存在有下述能够双向进行电力传输的dc/dc转换器，其对从电池等直流电源输入的直流电力的电压进行转换，将转换后的电力提供给电动机从而进行动力动作，并且将电动机中发电得到的直流电力提供给直流电源从而进行再生动作。这种dc/dc转换器用于混合动力汽车和电动车等各种用途。

dc/dc转换器与电动机之间的电压即输出电压由dc/dc转换器控制，但由于目标电压的急剧变动以及电动机的负载变动等各种各样的原因，该输出电压会偏离目标电压。因此，针对这种目标电压与输出电压的偏差，提出了一种能够通过调整输出电压反馈控制的增益来使输出电压高响应地追踪目标电压的dc/dc转换器(例如，参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2011-193693号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

这里，在从直流电源输入的直流电力的电压即输入电压和目标电压的使用范围较广的用途中，根据该输入电压和目标电压的各电压值，dc/dc转换器的控制操作量与输出电压的变化量会产生差异。

对此，专利文献1所记载的现有技术中采用的结构考虑到了在使用了固定增益进行控制的情况下，响应性会随着各个电压条件而改变的情况。具体而言采用下述结构：为了在输出电压的控制中获得同等的响应性，准备与各个电压条件的每一个电压条件相关联的增益的映射，使用该增益映射来选择增益。

然而，在dc/dc转换器中，若电压的使用范围较广，则需要大规模的存储增益的存储装置。该情况下，在数字控制时，会增大存储介质的负载，或需要增加存储介质，在模拟控制时，存在安装面积增加这一问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种dc/dc转换器的控制装置及控制方法，能够在削减存储介质的同时，对dc/dc转换器进行稳定性和响应性优异的控制。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明的dc/dc转换器的控制装置是在下述dc/dc转换器中，使用控制用运算值，对多个开关元件各自的导通和截止进行切换控制的控制装置，该dc/dc转换器包括：功率转换电路，该功率转换电路具有一端连接至直流电源的电抗器、以及构成为包含多个开关元件且连接至电抗器的另一端的开关电路，对从直流电源输入的输入电压进行转换，并将转换后的输入电压作为输出电压进行输出；低压侧电压检测器，该低压侧电压检测器检测输入电压并进行输出；以及高压侧电压检测器，该高压侧电压检测器检测输出电压并进行输出，所述dc/dc转换器的控制装置包括：控制器，该控制器将目标输出电压与从高压侧电压检测器输出的输出电压的差电压作为输入，根据特定的控制方式运算第1运算值并进行输出；以及运算器，该运算器根据从控制器输出的第1运算值、以及从低压侧电压检测器输出的输入电压，来运算控制用运算值。

本发明的dc/dc转换器的控制方法是在下述dc/dc转换器中，使用控制用运算值，对多个开关元件各自的导通和截止进行切换控制的控制方法，该dc/dc转换器包括：功率转换电路，该功率转换电路具有一端连接至直流电源的电抗器、以及构成为包含多个开关元件且连接至电抗器的另一端的开关电路，对从直流电源输入的输入电压进行转换，并将转换后的输入电压作为输出电压进行输出；低压侧电压检测器，该低压侧电压检测器检测输入电压并进行输出；以及高压侧电压检测器，该高压侧电压检测器检测输出电压并进行输出，所述dc/dc转换器的控制方法包括：将目标输出电压与从高压侧电压检测器输出的输出电压的差电压作为输入，根据特定的控制方式运算第1运算值的步骤；以及根据第1运算值、以及从低压侧电压检测器输出的输入电压，来运算控制用运算值的步骤。

发明效果

根据本发明，能够获得一种dc/dc转换器的控制装置及控制方法，能够在削减存储介质的同时，对dc/dc转换器进行稳定性和响应性优异的控制。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的dc/dc转换器系统的结构图。

图2是表示本发明的实施方式1的dc/dc转换器的控制装置的结构图。

图3a是表示本发明的实施方式1的功率转换电路的传输特性的增益特性图。

图3b是表示本发明的实施方式1的功率转换电路的传输特性的相位特性图。

图4a是表示本发明的实施方式1的功率转换电路的传输特性的增益特性图。

图4b是表示本发明的实施方式1的功率转换电路的传输特性的相位特性图。

图5a是表示本发明的实施方式1的增益标准化部和功率转换电路的传输特性的增益特性图。

图5b是表示本发明的实施方式1的增益标准化部和功率转换电路的传输特性的相位特性图。

图6是用于说明使用pi控制作为本发明的实施方式1的第1控制器的控制方式时的设计方法的增益特性图。

图7a是用于说明本发明的实施方式1的谐振抑制部的效果的增益特性图。

图7b是用于说明本发明的实施方式1的谐振抑制部的效果的增益特性图。

图8是表示作为本发明的实施方式1的dc/dc转换器的比较例的现有的dc/dc转换器的电压变化的电压波形图。

图9是表示本发明的实施方式1的dc/dc转换器的电压变化的电压波形图。

图10是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器系统的结构图。

图11是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的控制装置的结构图。

图12a是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作模式的说明图。

图12b是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作模式的说明图。

图12c是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作模式的说明图。

图12d是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作模式的说明图。

图13是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作的说明图。

图14是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作的说明图。

图15是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作的说明图。

图16是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作的说明图。

具体实施方式

下面，使用附图，根据优选实施方式来说明本发明所涉及的dc/dc转换器的控制装置及控制方法。另外，在附图的说明中，对相同部分或相当部分标注相同标号，并省略重复说明。

实施方式1.

图1是表示本发明的实施方式1的dc/dc转换器系统的结构图。图1的dc/dc转换器系统包括：具有功率转换电路10、低压侧电压检测器21、电流检测器22及高压侧电压检测器23的dc/dc转换器；以及dc/dc转换器的控制装置30(以下，简称控制装置30)。另外，图1中，一并图示出连接至功率转换电路10的低压侧的电池1、以及连接至功率转换电路10的高压侧的电动机2。

功率转换电路10是能够在低压侧和高压侧之间进行双向的电力转换的双向型功率转换电路。在功率转换电路10的输入侧设置有相当于低压侧的端子的端子t1和端子t2，在功率转换电路10的输出侧设置有相当于高压侧的端子的端子t3和端子t4。

功率转换电路10将输入至端子t1和端子t2之间的直流的输入电压vin升压至输入电压vin以上的电压，并将升压后的输出电压vout输出至端子t3和端子t4之间。

电池1是直流电源的一个示例，连接在端子t1和端子t2之间，电动机2连接在端子t3和端子t4之间。

功率转换电路10具有低压侧平滑电容器11、电抗器12、开关电路13和高压侧平滑电容器14。开关电路13构成为包含有第1开关元件131、与第1开关元件131串联连接的第2开关元件132。

低压侧平滑电容器11起到对输入电压vin进行平滑的作用，一端与端子t1相连接，另一端与端子t2相连接。端子t1和端子t3共通地相连接。另外，端子t1和端子t3也可以相互兼用。

电抗器12的一端与电池1相连接，另一端与开关电路13相连接。具体而言，电抗器12起到积蓄能量的作用，一端与端子t2相连接，另一端与第1开关元件131和第2开关元件132的连接部c1相连接。

第1开关元件131被控制为根据后述的栅极信号g1在导通和截止之间切换。

同样地，第2开关元件132被控制为根据后述的栅极信号g2在导通和截止之间切换。

另外，作为第1开关元件131和第2开关元件132，例如使用栅极信号为高电平时变为导通的igbt(insulatedgatebipolartansistor：绝缘栅双极型晶体管)和反向并联二极管组合而成的器件。

第1开关元件131的一端与连接部c1相连接，另一端与端子t1相连接。第2开关元件132的一端与连接部c1相连接，另一端与端子t4相连接。

更详细而言，第1开关元件131的发射极端子与端子t1相连接，第2开关元件132的集电极端子与端子t4相连接。第1开关元件131的集电极端子和第2开关元件132的发射极端子与连接部c1相连接。连接部c1经由电抗器12连接至端子t2。

由此，功率转换电路10具有一端连接至电池1的电抗器12、以及构成为包含多个开关元件131、132且连接至电抗器12的另一端的开关电路13。此外，功率转换电路10对从电池1输入的输入电压vin进行转换，输出转换后的输入电压vin作为输出电压vout。

低压侧电压检测器21检测低压侧平滑电容器11的端子间电压作为输入电压vin，并将检测到的输入电压vin输出到控制装置30。由此，低压侧电压检测器21检测并输出输入电压vin。

电流检测器22检测流过电抗器12的电流作为电抗器电流il，并将检测到的电抗器电流il输出到控制装置30。由此，电流检测器22检测并输出流过电抗器12的电抗器电流il。

高压侧电压检测器23检测高压侧平滑电容器14的端子间电压作为输出电压vout，并将检测到的输出电压vout输出到控制装置30。由此，高压侧电压检测器23检测并输出输出电压vout。

控制装置30对dc/dc转换器系统整体实施控制，例如通过构成为执行存储器所存储的程序的微机等来实现。

控制装置30使用后述的控制用运算值，对第1开关元件131和第2开关元件132各自的导通和截止进行切换控制。具体而言，控制装置30根据低压侧电压检测器21、电流检测器22和高压侧电压检测器23的各检测值，生成第1开关元件131的栅极信号g1、第2开关元件132的栅极信号g2。

接着，参照图2对控制装置30的结构进行说明。图2是表示本发明的实施方式1的dc/dc转换器的控制装置30的结构图。图2的控制装置30具有减法运算器31、第1控制器32、运算器33、三角波形生成器34、比较器35以及栅极信号输出器36。

由外部确定的目标输出电压vout*被输入到控制装置30。减法运算器31对所输入的目标输出电压vout*与从高压侧电压检测器23输入的输出电压vout的差即差电压verr进行运算，并将运算得到的差电压verr输出到第1控制器32。

第1控制器32将差电压verr作为输入，根据pi控制、p控制、pd控制或pid控制等特定的控制方式，对运算值x2进行运算，并将运算得到的运算值x2输出到运算器33。

由此，第1控制器32将目标输出电压vout*与从高压侧电压检测器23输入的输出电压vout的差电压verr作为输入，根据特定的控制方式运算出运算值x2并进行输出。

另外，在本实施方式1中，举例示出使用pi控制作为特定的控制方式的情况。该情况下，第1控制器32按照设定增益对差电压verr进行放大，并输出放大后的差电压verr作为运算值x2。

运算器33具有包含乘法运算器331a和减法运算器331b的谐振抑制部331、以及包含增益比较器332a和除法运算器332b的增益标准化部332。

谐振抑制部331的乘法运算器331a将从电流检测器22输入的电抗器电流il与衰减(damping)用的设定常数rdmp相乘，将该乘法运算值输出到减法运算器331b。减法运算器331b对从第1控制器32输入的运算值x2与从乘法运算器331a输入的乘法运算值的差进行运算，并将该运算值作为运算值x输出到增益标准化部332。

即，谐振抑制部331通过对所输入的运算值x2和电抗器电流il进行下述式(1)的运算处理，运算出运算值x，并将该运算值x输出到增益标准化部332。

数学式1

x＝x2-il×rdmp(1)

另外，本实施方式1中，举例示出将电抗器电流il与设定常数rdmp相乘的结构，但也可以采用不将电抗器电流il与设定常数rdmp相乘的结构。该情况下，运算值x是从第1控制器32输出的运算值x2与从电流检测器22输出的电抗器电流il的差。

增益标准化部332的增益比较器332a通过对从减法运算器331b输入的运算值x和从低压侧电压检测器21输入的输入电压vin进行下述式(2)的运算处理，运算出运算值g(x)，并将该运算值g(x)输出到除法运算器332b。

数学式2

g(x)＝x+vin(2)

除法运算器332b将从减法运算器331b输入的运算值x除以从增益比较器332a输入的运算值g(x)后得到的值输出作为控制用运算值。另外，本实施方式1中，举例示出输出duty(占空比)作为控制用运算值并将该duty输入到比较器35的情况。

另外，在本实施方式1中，举例示出控制装置30具备谐振抑制部331的情况，但控制装置30也可以不具备谐振抑制部331。该情况下，运算值g(x)是从第1控制器32输出的运算值x2与从低压侧电压检测器21输出的输入电压vin的和。并且，控制用运算值是从第1控制器32输出的运算值x2除以该运算值g(x)得到的值。

三角波形生成器34生成特定周期的三角波形，并将所生成的三角波形输出到比较器35。比较器35通过将从增益标准化部332输入的duty与从三角波形生成器34输入的三角波形进行比较，从而生成脉冲波形。另外，本实施方式1中，举例示出使用三角波作为载波的情况，但也可以使用锯齿波作为载波。

从比较器35输出的脉冲波形在栅极信号输出器36中一方面直接成为栅极信号g1，另一方面通过反相器361，成为与栅极信号g1具有互补关系的栅极信号g2。栅极信号输出器36输出这种栅极信号g1和栅极信号g2。

如上所述，控制装置30通过进行输出电压vout的反馈控制，来修正因电路的电阻分量引起的损耗、以及因栅极信号的信号延迟引起的实际的导通时间的误差等从理想状态发生的偏离，并改变duty。由此，在稳定状态下，通过使用pi控制或pid控制等作为第1控制器32的控制方式，能够使输出电压vout追踪目标输出电压vout*。

接着，对duty由控制装置30进行了调整的情况下的输出电压vout和电抗器电流il的变化量进行说明。

在由控制装置30运算得到的duty直接反映到各开关元件131、132的导通时间的理想状态下，第1开关元件131的导通比率为duty，第2开关元件132的导通比率为(1-duty)。

这里，若将向电动机2流动的电流量设为io、高压侧平滑电容器14的静电电容设为co、电抗器12的电感设为l，则功率转换电路10的状态平均化方程式可由下述式(3)来表示。

数学式3

另外，若利用从使用了微小变动的平均值产生的变动(线性化)来表示式(3)，则得到下述式(4)。其中，在式(4)中，将标注有波浪线(～)的参数设为微小变动量，将标注有横杠(―)的参数设为状态的平均值。

数学式4

若对式(4)的线性化后的状态方程式进行拉普拉斯变换，则相对于操作量duty的输出电压vout和电抗器电流il的传递函数成为下述式(5)和式(6)。其中，

数学式5

数学式6

由式(5)的传递函数可知，在通过对各开关元件131、132的导通比率即duty进行调整，从而由从电池1获得的输入电压vin向电动机2输出任意的输出电压vout的情况下，根据输入电压vin、输出电压vout及duty的平均状态，duty变化量与vout变化量产生差。

接着，参照图3a和图3b说明输入电压vin的平均值不同的情况下的式(5)所示的功率转换电路10的传输特性的不同。并且，参照图4a和图4b说明输出电压vout的平均值不同的情况下的式(5)所示的功率转换电路10的传输特性的不同。

图3a和图4a是表示本发明的实施方式1的功率转换电路10的传输特性的增益特性图。图3b和图4b是表示本发明的实施方式1的功率转换电路10的传输特性的相位特性图。

另外，在图3a和图3b中，实线和虚线表示输入电压vin的平均值互不相同，图3a中，图示出分别与实线和虚线相对应的增益线图，图3b中，图示出分别与实线和虚线相对应的相位线图。并且，在图4a和图4b中，实线和虚线表示输出电压vout的平均值互不相同，图4a中，图示出分别与实线和虚线相对应的增益线图，图4b中，图示出分别与实线和虚线相对应的相位线图。

这里，考虑下述情况作为输入电压vin的平均值不同的具体示例，即：根据电池1的充电率的不同而使电池电压变化，由此来施加各种值的输入电压vin。并且，考虑下述情况作为输出电压vout的平均值不同的具体例，即：将各种值的目标输出电压vout*输入到控制装置30，以作为与电动机2的转矩和转速的效率特性相对应的最佳目标输出电压vout*。

由此，在输入电压vin的平均值不同、且输出电压vout的平均值不同的情况下，相对于同一操作量duty(标注有波浪线)变化的输出电压vout(标注有波浪线)不同。此外，所得到的特性中，增益特性和相位特性不仅根据输入电压vin的平均值和输出电压vout的平均值而不同，还根据duty的平均值而不同，在功率转换电路10的理想状态下，duty、vout及vin可由式(7)的关系来表示。因此，在duty的平均值不同的情况下，成为与图3a和图4a相同的增益特性，成为与图3b和图4b相同的相位特性。

数学式7

接着，参照图5a和图5b说明通过将增益标准化部332的传输特性和功率转换电路10的传输特性相乘而得到的增益标准化部332和功率转换电路10的传输特性。

图5a是表示本发明的实施方式1的增益标准化部332和功率转换电路10的传输特性的增益特性图。图5b是表示本发明的实施方式1的增益标准化部332和功率转换电路10的传输特性的相位特性图。

通过将增益标准化部332的传递函数与式(5)所示的功率转换电路10的传递函数相乘，得到相对于运算值x的输出电压vout的传递函数。该情况下，相对于运算值x的输出电压vout的传递函数如下述式(8)那样，与该传递函数相对应的增益特性图和相位特性图如图5a和图5b所示那样。

数学式8

在不同的输入电压和不同的输出电压下，lc谐振频率以下的增益在增益的峰值点处是均匀的。接着，参照图6说明将增益标准化部332和功率转换电路10的传输特性作为控制对象，使用pi控制作为第1控制器32的控制方式时的设计方法。图6是用于说明使用pi控制作为本发明的实施方式1的第1控制器32的控制方式时的设计方法的增益特性图。

如图6所示，由于谐振点以下的增益均匀，因此，第1控制器32的pi控制的拐点频率被设定为控制对象的功率转换电路10的谐振点以下的频率。由此，通过设定拐点频率，能够确保稳定性。并且，为了确保响应性，将pi控制的拐点频率设定为在能够确保稳定性的情况下尽可能高的频率。

由此，控制装置30构成为具备增益标准化部332，以作为对原本的控制对象即功率转换电路10进行控制的控制装置30的构成要素。换言之，本实施方式1中，构成为使用检测得到的输入电压vin，来对第1控制器32运算得到结果进行标准化，因此，功率转换电路10和增益标准化部332的合成传输特性在谐振频率以下是相同的。

因此，在所有的输入电压和输出电压的条件下，第1控制器32使用相同的控制增益，能够确保稳定性和响应性。

另外，在控制装置30不具备作为本发明特征的增益标准化部332的情况下，在所有的输入电压和输出电压的条件下，为了确保稳定性和响应性，第1控制器32需要根据各电压状态来保有单独的控制增益。

与此相对，如本发明所示那样，通过将控制装置30构成为具备增益标准化部332，从而无需根据输入电压和输出电压来保有各个控制增益，在数字控制中能够削减存储介质。

此外，无需根据输入电压和输出电压设定最佳的控制增益，能够削减最佳增益的设计工序。并且，无需根据输入电压和输出电压切换各个控制增益，因此，能够削减控制增益切换时的动作验证，且无需在该切换时设置时滞。

接着，参照图7a和图7b说明将控制装置30构成为具备谐振抑制部331的情况下的效果。图7a和图7b是用于说明本发明的实施方式1的谐振抑制部331的效果的增益特性图。

另外，在图7a中，实线表示相对于运算值x的输出电压vout的传输特性所对应的增益特性，虚线表示相对于运算值x2的输出电压vout的传输特性所对应的增益特性。并且，在图7b中，实线表示与图7a的实线相对应的pi控制(1)，虚线表示与图7a的虚线相对应的pi控制(2)。

由于表示相对于duty的il的传递函数的式(6)也同样地成为在lc谐振点处具有增益的峰值点的传输特性，因此，通过利用谐振抑制部331对式(6)的特性进行减法运算，从而降低了lc谐振点处的增益的峰值。此时，乘法器331a所使用的与电抗器电流il进行乘法运算的设定常数rdmp是根据电抗器电流il的稳定性来设定的值。由此，能够抑制增益谐振点处的峰值。

在第1控制器32中使用了pi控制的情况下，关于与不具备谐振抑制部331的情况相对应的vout/x，如图7b所示的pi控制(1)那样设定拐点频率。另一方面，关于与具备谐振抑制部331的情况相对应的vout/x2，如图7b所示的pi控制(2)那样，能够设定可快速进行运算的控制，其结果使得控制的响应性变高。

接着，参照图8和图9说明本实施方式1的dc/dc转换器的效果。图8是表示作为本发明的实施方式1的dc/dc转换器的比较例的现有的dc/dc转换器的电压变化的电压波形图。图9是表示本发明的实施方式1的dc/dc转换器的电压变化的电压波形图。

另外，图8和图9所示的电压波形图示出条件(1)和条件(2)各条件下伴随着目标输出电压vout*(图中，作为vout_ref进行图示)的阶梯性变化的输出电压vout的追踪波形。另外，在条件(1)和条件(2)下，输入电压vin的条件不同。

如图8所示，在由不具备增益标准化部332的控制装置控制的现有的dc/dc转换器中，条件(1)的输出电压vout_(1)和条件(2)的输出电压vout_(2)各自追踪到vout_ref的时间即响应性产生差异。

另一方面，如图9所示，在由本实施方式1中的控制装置30控制的dc/dc转换器中，条件(1)的输出电压vout_(1)和条件(2)的输出电压vout_(2)各自追踪到vout_ref的时间即响应性一致。

以上，根据本实施方式1，作为第1结构，构成为：使用目标输出电压vout*与从高压侧电压检测器输出的输出电压vout的差电压verr，根据特定的控制方式运算第1运算值x2，根据该第1运算值x2和从低压侧电压检测器输出的输入电压vin来运算控制用运算值。

根据这种结构，能够在削减存储介质的同时，对dc/dc转换器进行稳定性和响应性优异的控制。即，由于不需要具有增益映射，因此能够削减控制装置的存储介质，并且，能够不依赖于输入电压和输出电压的条件，实现稳定性和响应性优异的dc/dc转换器。

此外，作为第2结构，构成为：相对于上述第1结构，运算第1运算值x2与从低压侧电压检测器输出的输入电压vin相加后的加法运算值，并运算第1运算值x2除以加法运算值后得到的值作为控制用运算值。

通过采用这种结构，能够使表示功率转换电路的传输特性的波特图中谐振点以下的增益均匀，其结果，对于不同的输入电压和不同的输出电压，都能够用固定的控制增益进行控制。

此外，作为第3结构，构成为：相对于上述第1结构，运算第1运算值x2减去从电流检测器输出的电抗器电流il后的值作为第2运算值x，运算第2运算值x与从低压侧电压检测器输出的输入电压vin相加后的加法运算值，然后运算第2运算值x除以加法运算值后得到的值作为控制用运算值。

通过采用这种结构，能够抑制随着电抗器电流量的增加而容易发生振荡的现象。

此外，作为第4结构，构成为：相对于上述第1结构，运算从电流检测器输出的电抗器电流il与设定常数rdmp相乘后得到的值，运算第1运算值x2减去该值后的值作为第2运算值x，运算第2运算值x与从低压侧电压检测器输出的输入电压vin相加后的加法运算值，然后运算第2运算值x除以加法运算值后得到的值作为控制用运算值。

通过采用这种结构，能够抑制上述现象，并且，由于将电抗器电流il与衰减用的设定常数rdmp相乘，因此，能够在确保谐振抑制电平的同时确保稳定性。

实施方式2.

本发明的实施方式2中，对控制与之前的实施方式1相比功率转换电路10的结构不同的dc/dc转换器的控制装置30进行说明。另外，在本实施方式2中，省略与之前的实施方式1相同的点的说明，以与之前的实施方式1的不同点为中心进行说明。

另外，在本实施方式2中，表示功率转换电路10的传输特性的增益和相位特性图与之前的实施方式1的图3a～图4b相同。并且，表示增益标准化部332和功率转换电路10的传输特性的增益和相位特性图与之前的实施方式1的图5a和图5b相同。并且，表示dc/dc转换器的电压变化的电压波形图与之前的实施方式1的图9相同。

图10是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器系统的结构图。图10中的dc/dc转换器系统包括：具有功率转换电路10、低压侧电压检测器21、电流检测器22、高压侧电压检测器23和电压检测器24的dc/dc转换器；以及控制装置30。

功率转换电路10具有低压侧平滑电容器11、电抗器12、开关电路13、高压侧平滑电容器14以及充放电电容器15。

开关电路13构成为包含第1开关元件131、与第1开关元件131串联连接的第2开关元件132、与第2开关元件132串联连接的第3开关元件133、以及与第3开关元件133串联连接的第4开关元件134。

电抗器12的一端与端子t2相连接，另一端与第2开关元件132和第3开关元件133的连接部c2相连接。

充放电电容器15起到将施加于电抗器12的电压减半的作用，一端与第1开关元件131和第2开关元件132的连接部c3相连接，另一端与第3开关元件133和第4开关元件134的连接部c4相连接。

由此，本实施方式2的功率转换电路10具有与串联连接的第2开关元件132和第3开关元件133并联连接的充放电电容器15。

第1开关元件131被控制为根据后述的栅极信号g1在导通和截止之间切换。同样地，第2开关元件132被控制为根据后述的栅极信号g2在导通和截止之间切换。同样地，第3开关元件133被控制为根据后述的栅极信号g3在导通和截止之间切换。同样地，第4开关元件134被控制为根据后述的栅极信号g4在导通和截止之间切换。

另外，作为第1开关元件131、第2开关元件132、第3开关元件133和第4开关元件134，例如使用栅极信号为高电平时变为导通的igbt(insulatedgatebipolartansistor：绝缘栅双极型晶体管)和反向并联二极管组合而成的器件。

第1开关元件131的一端与连接部c3相连接，另一端与端子t1相连接。第2开关元件132的一端与连接部c3相连接，另一端与连接部c2相连接。第3开关元件133的一端与连接部c2相连接，另一端与连接部c4相连接。第4开关元件134的一端与连接部c4相连接，另一端与端子t4相连接。

更详细而言，第1开关元件131的发射极端子与端子t1相连接，第2开关元件132的集电极端子经由连接部c2与电抗器12相连接。第3开关元件133的发射极端子经由连接部c2与电抗器12相连接，第4开关元件134的集电极端子与端子t4相连接。第2开关元件132的集电极端子和第3开关元件133的发射极端子与连接部c2相连接。连接部c2经由电抗器12连接至端子t2。

电压检测器24检测连接部c3与连接部c4之间的电压、即作为充放电电容器15的端子间电压的充放电电容器电压vcf来作为高压侧平滑电容器14的端子间电压的中间值，并将检测到的充放电电容器电压vcf输出到控制装置30。

控制装置30对第1开关元件131、第2开关元件132、第3开关元件133和第4开关元件134各自的导通和截止进行切换控制。具体而言，控制装置30根据低压侧电压检测器21、电流检测器22、高压侧电压检测器23和电压检测器24的各检测值，生成第1开关元件131的栅极信号g1、第2开关元件132的栅极信号g2、第3开关元件133的栅极信号g3、第4开关元件134的栅极信号g4。

接着，参照图11对本实施方式2的控制装置30的结构进行说明。图11是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的控制装置30的结构图。图11的控制装置30包括减法运算器31、第1控制器32、运算器33、乘法运算器37、减法运算器38、第2控制器39、第1占空比运算器40、三角波形生成器41、比较器42、栅极信号输出器43、第2占空比运算器44、三角波形生成器45、比较器46和栅极信号输出器47。

这里，本实施方式2的控制装置构成为将输出电压vout控制为目标输出电压vout*，并且将充放电电容器电压vcf控制为输出电压vout的二分之一的值。通过采用这种结构，能够减小流过电抗器12的电抗器电流il的纹波。

减法运算器31、第1控制器32及运算器33进行与之前的实施方式1相同的动作，其结果使得输出控制用运算值，且该控制用运算值被分别输入到第1占空比运算器40和第2占空比运算器44。另外，在本实施方式2中，举例示出与之前的实施方式1同样地输出duty作为控制用运算值，且该duty被分别输入到第1占空比运算器40和第2占空比运算器44的情况。

乘法运算器37将从高压侧电压检测器23输入的输出电压vout乘以二分之一，将该乘法运算值作为目标充放电电容器电压vcf*输出到减法运算器38。

减法运算器38运算从乘法运算器37输入的目标充放电电容器电压vcf*与从电压检测器24输入的充放电电容器电压vcf的差即差电压，并将运算得到的差电压输出到第2控制器39。

第2控制器39将减法运算器38运算得到的差电压作为输入，根据pi控制、p控制或pid控制等特定的控制方式，对运算值δd进行运算，并将运算得到的运算值δd输出到第1占空比运算器40和第2占空比运算器44。另外，运算出的运算值δd使得充放电电容器电压vcf成为目标充放电电容器电压vcf*。

第1占空比运算器40将duty和δd作为输入，将为了使输出电压vout成为目标输出电压vout*且充放电电容器电压vcf成为目标充放电电容器电压vcf*而进行调整后的运算值d1输出到比较器42。

三角波形生成器41生成特定周期的三角波形，并将所生成的三角波形输出到比较器42。比较器42通过将从第1占空比运算器40输入的运算值d1与从三角波形生成器41输入的三角波形进行比较，从而生成脉冲波形。

从比较器42输出的脉冲波形在栅极信号输出器43中一方面直接成为栅极信号g1，另一方面通过反相器431，成为与栅极信号g1具有互补关系的栅极信号g4。栅极信号输出器36输出这种栅极信号g1和栅极信号g4。

第2占空比运算器44将duty和δd作为输入，将为了使输出电压vout成为目标输出电压vout*且充放电电容器电压vcf成为目标充放电电容器电压vcf*而进行调整后的运算值d2输出到比较器46。

三角波形生成器45生成相位与三角波形生成器41所生成的特定周期的三角波形相差180度的特定周期的三角波形，并将所生成的三角波形输出到比较器46。比较器46通过将从第2占空比运算器44输入的运算值d2与从三角波形生成器45输入的三角波形进行比较，从而生成脉冲波形。

从比较器46输出的脉冲波形在栅极信号输出器47中一方面直接成为栅极信号g2，另一方面通过反相器471，成为与栅极信号g2具有互补关系的栅极信号g3。栅极信号输出器47输出这种栅极信号g2和栅极信号g3。

接着，参照图12a～图12d说明本实施方式2的dc/dc转换器在稳定状态下的动作。图12a～图12d是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作模式的说明图。

另外，这里所说的稳定状态是指通过将各开关元件131～134控制为在导通和截止之间切换，从而稳定地获得输出电压vout的状态。此外，作为dc/dc转换器的动作状态，存在有下述两种状态：通过从电池1向电动机2提供电力来驱动电动机2的状态、即动力动作，以及在电动机2发电的状态下将由电动机2发电得到的电力提供给电池1的状态、即再生动作。

这里，如图12a～图12d所示，作为稳定状态下dc/dc转换器的动作模式，存在有模式1～模式4四种。

如图12a所示，模式1下，各开关元件131、133为导通，各开关元件132、134为截止。此外，模式1中，在动力动作时，处于在充放电电容器15积蓄能量的状态，在再生动作时，处于释放充放电电容器15的能量的状态。

如图12b所示，模式2下，各开关元件131、133为截止，各开关元件132、134为导通。此外，模式2中，在动力动作时，处于释放充放电电容器15的能量的状态，在再生动作时，处于在充放电电容器15积蓄能量的状态。

如图12c所示，模式3下，各开关元件131、132为截止，各开关元件133、134为导通。此外，模式3中，在动力动作时，处于释放电抗器12的能量的状态，在再生动作时，处于在电抗器12积蓄能量的状态。

如图12d所示，模式4下，各开关元件131、132为导通，各开关元件133、134为截止。此外，模式4中，在动力动作时，处于在电抗器12积蓄能量的状态，在再生动作时，处于释放电抗器12的能量的状态。

通过适当调整这些动作模式的时间比率，能够将输入到端子t1与端子t2之间的输入电压vin升压成任意的电压，并将升压后的电压作为输出电压vout输出到端子t3与端子t4之间。

这里，在输出电压vout相对于输入电压vin的升压比n小于2倍的情况下，以及在该升压比n大于等于2倍的情况下，本实施方式2的dc/dc转换器在稳定状态下的动作是不同的。因此，下面参照图13～图16，分为升压比n小于2倍的情况和大于等于2倍的情况来说明dc/dc转换器在稳定状态下的动作。图13～图16是表示本发明的实施方式2的dc/dc转换器的动作的说明图。

首先，参照图13说明升压比n小于2倍，且dc/dc转换器的动作状态为动力动作的情况。

图13中图示出各开关元件131～134的栅极信号g1～g4的波形、电抗器电流il的波形、流过充放电电容器15的电流即充放电电容器电流icf的波形、充放电电容器电压vcf的波形。另外，图13所示的这些波形是升压比n小于2倍时所能获得的波形。

此外，在稳定状态下，充放电电容器电压vcf被控制为成为输出电压vout的二分之一的电压，输入电压vin、输出电压vout及充放电电容器电压vcf的大小关系满足下述关系。

vout＞vin＞vcf

在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为高电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为低电平的状态下，即在模式1下，各开关元件131、133导通，各开关元件132、134截止。因此，能量按照下述路径从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12和充放电电容器15。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第3开关元件133→充放电电容器15→第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为低电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为高电平的状态下，即在模式3下，各开关元件131、132截止，各开关元件133、134导通。因此，积蓄在电抗器12的能量按照下述路径转移到低压侧平滑电容器11和高压侧平滑电容器14。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第3开关元件133→第4开关元件134→高压侧平滑电容器14

接着，在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为低电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为高电平的状态下，即在模式2下，各开关元件131、133截止，各开关元件132、134导通。因此，积蓄在充放电电容器15的能量按照下述路径转移到低压侧平滑电容器11和高压侧平滑电容器14，并在电抗器12中积蓄能量。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第2开关元件132→充放电电容器15→第4开关元件134→高压侧平滑电容器14

接着，在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为低电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为高电平的状态下，即在模式3下，各开关元件131、132截止，各开关元件133、134导通。因此，积蓄在电抗器12的能量按照下述路径转移到低压侧平滑电容器11和高压侧平滑电容器14。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第3开关元件133→第4开关元件134→高压侧平滑电容器14

如图13所示那样，以周期ts反复上述一系列的动作，即由模式1、模式3、模式2和模式4构成的一系列的动作。由此，能够按照从1倍到小于2倍的升压比n将输入到端子t1与端子t2之间的输入电压vin升压到任意的电压，并将升压后的电压作为输出电压vout输出到端子t3与端子t4之间，并且能够将电池1的能量提供给电动机2。

接着，参照图14说明升压比n在2倍以上，且dc/dc转换器的动作状态为动力动作的情况。

图14中图示出栅极信号g1～g4的波形、电抗器电流il的波形、充放电电容器电流icf的波形、以及充放电电容器电压vcf的波形。另外，图14所示的这些波形是升压比n为2倍以上时所能获得的波形。

此外，在稳定状态下，充放电电容器电压vcf被控制为成为输出电压vout的二分之一的电压，输入电压vin、输出电压vout及充放电电容器电压vcf的大小关系满足下述关系。

vout＞vcf＞vin

在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为高电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为低电平的状态下，即在模式4下，各开关元件131、132导通，各开关元件133、134截止。因此，能量按照下述路径从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第2开关元件132→第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为高电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为低电平的状态下，即在模式1下，各开关元件131、133导通，各开关元件132、134截止。因此，积蓄在电抗器12的能量按照下述路径转移到低压侧平滑电容器11和充放电电容器15。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第3开关元件133→充放电电容器15→第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为高电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为低电平的状态下，即在模式4下，各开关元件131、132导通，各开关元件133、134截止。因此，能量按照下述路径从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第2开关元件132→第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为低电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为高电平的状态下，即在模式2下，各开关元件131、133截止，各开关元件132、134导通。因此，积蓄在电抗器12和充放电电容器15的能量按照下述路径转移到低压侧平滑电容器11和高压侧平滑电容器14。

低压侧平滑电容器11→电抗器12→第2开关元件132→充放电电容器15→第4开关元件134→高压侧平滑电容器14

如图14所示那样，以周期ts反复上述一系列的动作，即由模式4、模式1、模式4和模式2构成的一系列的动作。由此，能够按照2倍以上的升压比n将输入到端子t1与端子t2之间的输入电压vin升压到任意的电压，并将升压后的电压作为输出电压vout输出到端子t3与端子t4之间，并且能够将电池1的能量提供给电动机2。

接着，参照图15说明升压比n小于2倍，且dc/dc转换器的动作状态为再生动作的情况。

图15中图示出栅极信号g1～g4的波形、电抗器电流il的波形、充放电电容器电流icf的波形、以及充放电电容器电压vcf的波形。另外，图15所示的这些波形是升压比n小于2倍时所能获得的波形。

此外，在稳定状态下，充放电电容器电压vcf被控制为成为输出电压vout的二分之一的电压，输入电压vin、输出电压vout及充放电电容器电压vcf的大小关系满足下述关系。

vout＞vin＞vcf

在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为高电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为低电平的状态下，即在模式1下，各开关元件131、133导通，各开关元件132、134截止。因此，能量按照下述路径从充放电电容器15和电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第3开关元件133←充放电电容器15←第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为低电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为高电平的状态下，即在模式3下，各开关元件131、132截止，各开关元件133、134导通。因此，能量按照下述路径从高压侧平滑电容器14转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第3开关元件133←第4开关元件134←高压侧平滑电容器14

接着，在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为低电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为高电平的状态下，即在模式2下，各开关元件131、133截止，各开关元件132、134导通。因此，能量按照下述路径从高压侧平滑电容器14和电抗器12转移到充放电电容器15和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第2开关元件132←充放电电容器15←第4开关元件134←高压侧平滑电容器14

接着，在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为低电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为高电平的状态下，即在模式3下，各开关元件131、132截止，各开关元件133、134导通。因此，能量按照下述路径从高压侧平滑电容器14转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第3开关元件133←第4开关元件134←高压侧平滑电容器14

如图15所示那样，以周期ts反复上述一系列的动作，即由模式1、模式3、模式2和模式3构成的一系列的动作。由此，能够按照从1倍到小于2倍的升压比n将输入到端子t1与端子t2之间的输入电压vin升压到任意的电压，并将升压后的电压作为输出电压vout输出到端子t3与端子t4之间，并且能够使电动机2的发电能量积蓄到电池1。

接着，参照图16说明升压比n在2倍以上，且dc/dc转换器的动作状态为再生动作的情况。

图16中图示出栅极信号g1～g4的波形、电抗器电流il的波形、充放电电容器电流icf的波形、以及充放电电容器电压vcf的波形。另外，图16所示的这些波形是升压比n为2倍以上时所能获得的波形。

此外，在稳定状态下，充放电电容器电压vcf被控制为成为输出电压vout的二分之一的电压，输入电压vin、输出电压vout及充放电电容器电压vcf的大小关系满足下述关系。

vout＞vcf＞vin

在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为高电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为低电平的状态下，即在模式4下，各开关元件131、132导通，各开关元件133、134截止。因此，能量按照下述路径从电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第2开关元件132←第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为高电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号为低电平的状态下，即在模式1下，各开关元件131、133导通，各开关元件132、134截止。因此，能量按照下述路径从充放电电容器15转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第3开关元件133←充放电电容器15←第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第2开关元件132的各栅极信号g1、g2为高电平，第3开关元件133和第4开关元件134的各栅极信号g3、g4为低电平的状态下，即在模式4下，各开关元件131、132导通，各开关元件133、134截止。因此，能量按照下述路径从电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第2开关元件132←第1开关元件131

接着，在第1开关元件131和第3开关元件133的各栅极信号g1、g3为低电平，第2开关元件132和第4开关元件134的各栅极信号g2、g4为高电平的状态下，即在模式2下，各开关元件131、133截止，各开关元件132、134导通。因此，能量按照下述路径从高压侧平滑电容器14转移到电抗器12和充放电电容器15、低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11←电抗器12←第2开关元件132←充放电电容器15←第4开关元件134←高压侧平滑电容器14

如图16所示那样，以周期ts反复上述一系列的动作，即由模式4、模式1、模式4和模式2构成的一系列的动作。由此，能够按照2倍以上的升压比n将输入到端子t1与端子t2之间的输入电压vin升压到任意的电压，并将升压后的电压作为输出电压vout输出到端子t3与端子t4之间，并且能够使电动机2的发电能量积蓄到电池1。

接着，对duty由控制装置30进行了调整的情况下的输出电压vout和电抗器电流il的变化量进行说明。

在由控制装置30运算得到的值直接被反映到各开关元件131～134的导通时间的理想状态下，第1开关元件131的导通比率为d1，第4开关元件134的导通比率为(1-d1)，第2开关元件132的导通比率为d2，第3开关元件133的导通比率为(1-d2)。

这里，若将向电动机2流动的电流量设为io、高压侧平滑电容器14的静电电容设为co、电抗器12的电感设为l，则功率转换电路10的状态平均化方程式可由下述式(9)来表示。

数学式9

在稳定状态下，通过将式(9)的左边设为等于0，可得到下述式(10)～(12)。在稳定状态下，通过将导通占空比d1和导通占空比d2设为相等，可知在理想状态下，输出电压vout和充放电电容器电压vcf收敛为一定值。

vout/vin＝1/(1–d1)(10)

il＝io/(1–d1)(11)

d1＝d2(12)

若将式(12)代入式(9)，则成为与之前的实施方式1中所说明的式(3)相同的形式。即，在稳定状态下，在之前实施方式1的功率转换电路10和本实施方式2的功率转换电路10中可得到相同的特性。因此，与之前的实施方式1同样，通过将控制装置30构成为具备谐振抑制部331和增益标准化部332，能够获得与之前的实施方式1相同的效果。

以上，根据本实施方式2，对于具备mlc电路结构的功率转换电路10也能够应用本发明，因此，能够获得与之前的实施方式1相同的效果。

另外，在上述各实施方式1、2中，对使用igbt构成各开关元件131～134的情况进行了说明，但也可以使用mosfet或jfet等来构成各开关元件131～134。此外，开关元件和二极管元件也可以由与硅相比带隙较大的宽带隙半导体来形成。作为宽带隙半导体，例如可列举出碳化硅(sic)、氮化镓类材料或金刚石。

由这种宽带隙半导体形成的开关元件和二极管元件的耐压性较高，允许电流密度也较高，因此，能够实现开关元件和二极管元件的小型化。并且，通过使用这些小型化后的开关元件和二极管元件，从而能够使组装有这些元件的半导体模块小型化。此外，由于耐热性也较高，因此可以实现散热器的散热翅片的小型化和水冷部的空气冷却化，从而能够实现半导体模块的进一步小型化。并且，由于功率损耗较低，能够实现开关元件、二极管元件的高效率化，进而能够实现半导体模块的高效率化。此外，开关元件和二极管元件可以均由宽带隙半导体构成，也可以其中一种元件由宽带隙半导体构成。即使在采用这种结构的情况下，也能够获得上述各实施方式1、2所记载的效果。

此外，不限于上述各实施方式1、2的功率转换电路10，在具有相同的传输特性的电路结构中，通过对该电路结构应用本发明，就能够获得相同的效果。并且，本发明在其发明的范围内能够自由地组合各实施方式1、2，能适当地对各实施方式1、2进行变形、省略。

标号说明

1电池，2电动机，10功率转换电路，11低压侧平滑电容器，12电抗器，13开关电路，14高压侧平滑电容器，15充放电电容器，21低压侧电压检测器，22电流检测器，23高压侧电压检测器，24电压检测器，30dc/dc转换器的控制装置，31减法运算器，32第1控制器，33运算器，34三角波形生成器，35比较器，36栅极信号输出器，37乘法运算器，38减法运算器，39第2控制器，40第1占空比运算器，41三角波形生成器，42比较器，43栅极信号输出器，44第2占空比运算器，45三角波形生成器，46比较器，47栅极信号输出器，131第1开关元件，132第2开关元件，133第3开关元件，134第4开关元件，331谐振抑制部，331a乘法运算器，331b减法运算器，332增益标准化部，332a增益比较器，332b除法运算器，361反相器，431反相器，471反相器。