一种航天用N‑MOS高边自举驱动限流保护电路的制作方法

本发明涉及电子
技术领域：
，尤其涉及一种航天用N-MOS高边自举驱动限流保护电路。
背景技术：
：随着航天器平台功率需求的增加，航天器的供电母线电压由传统的28V、42V逐渐向100V电压甚至更高的270V过度。对于100V以上的高压直流母线，以继电器+熔断器的传统配电及保护模式已经越来越显现出其方案缺陷。首先，高压继电器工艺实现较难、种类少、使用中存在着固有的机械触点拉弧打火的隐患；同时传统机械触继电器体积大、抗力学性能差，可靠性低。熔断器存在着过流保护值精度低，过载及短路故障熔断器烧断后不可恢复、熔断器熔断性能中的重要参数I2t地面可测试性差等缺点。采用固态晶体管器件配以专用控制电路可以实现完全替代继电器+熔断器的传统供配电模式。在选用MOSFET作为功率开关时，由于P-MOS器件的制造工艺决定了其导通电阻大造成的高热耗、配电之路电压损失大的固有缺点在大功率供配电场合不再适用。技术实现要素：本发明提供了一种航天用N-MOS高边自举驱动限流保护电路，包括欠压保护电路、辅助供电电路、恒流限流电路、自举供电电路、开关机及延时关断电路，所述欠压保护电路与所述辅助供电电路相连，所述辅助供电电路与所述恒流限流电路相连，所述恒流限流电路分别与所述自举供电电路和所述开关机及延时关断电路相连，所述自举供电电路与所述开关机及延时关断电路相连。作为本发明进一步的改进，所述欠压保护电路包括电阻R7、电阻R8、电阻R14、电阻R*4、、电阻R*7、电容C3、稳压二极管V12、三极管V13、三极管V15，所述电阻R7一端连接一次母线输入端，所述电阻R7另一端分别与所述电容C3一端和所述电阻R14一端相连，电阻R*7一端分别与所述稳压二极管V12阳极和三极管V15基极相连，电阻R*4一端与所述稳压二极管V12阴极相连，所述电阻R*4另一端与所述三极管V13集电极相连，电阻R8一端连接一次母线，电阻R8另一端分别连接三极管V15集电极和三极管V13基极，三极管V13集电极与辅助供电电路相连，所述电阻R*7另一端接地，所述三极管V15发射极接地，所述三极管V13发射极接地。作为本发明进一步的改进，所述辅助供电电路包括稳压二极管V16、电阻R9、电阻R10、三极管V11、电容C6、电容C13，所述电阻R9与所述电容C13串联组成对稳压二极管V16的RC滤波器，所述稳压二极管V16与三极管V11基极连接，三极管V11集电极与所述电阻R10相连，所述电容C6连接所述三极管V11发射极。作为本发明进一步的改进，所述三极管V13集电极与所述稳压二极管V16阴极相连。作为本发明进一步的改进，所述恒流限流电路包括N沟道MOSFET晶体管V1、N沟道MOSFET晶体管V4、电阻R17、电阻R18、电阻R1、电阻R49、电阻R3、电阻R4、电阻R20、电阻R21、电阻R22、电阻R13、电阻R*6、电容C1、电容C16、稳压二极管V3、三极管V5、三极管V7，所述N沟道MOSFET晶体管V1和所述N沟道MOSFET晶体管V4并联，N沟道MOSFET晶体管V1和所述N沟道MOSFET晶体管V4的D极、S极相互连接，N沟道MOSFET晶体管V1和所述N沟道MOSFET晶体管V4的栅极分别串联电阻R17、电阻R18；电阻R1作为功率回路的电流采样电阻串联在N沟道MOSFET晶体管V1、V4的S极与一次母线输出端VOUT，电阻R49作为N沟道MOSFET晶体管V1、V4关断时的漏电流泄放电阻一端连接在VOUT端，电阻R49另一端接地；电阻R3、电阻R4一端分别与电阻R1的两端连接，用来设置镜像电流源限流值，电阻R3、电阻R4另一端分别连接对三极管V7的两个集电极，其间跨接电容C1，用于差分采样端的滤波；电阻R20、电阻R21分别连接三极管V7的两个集电极，用于设置镜像电流源的静态工作点，其中一个对三极管的基极与电阻R21的一端短接，设置镜像电流源处于临界线性区；稳压二极管V3连接在VOUT端和电阻R22一端，稳定镜像电流源的工作电压，电容C16同电阻R22串联组成RC滤波器，用于稳压管电压的滤波，同时电阻R22也起到确定镜像电流源静态工作点的作用；三极管V5发射极接在N沟道MOSFET晶体管V1、V4的S极，三极管V5集电极接在N沟道MOSFET晶体管V1、V4的栅极限流电阻R17、R18一端，三极管V5集电极与电阻R*6连接，三极管V5、电阻R*6共同受镜像电流源反馈控制，控制N沟道MOSFET晶体管V1、V4的GS电压，使之工作在线性区；电阻R13分别连接三极管V5基极和电阻R20一端，三极管V5基极驱动限流电阻。作为本发明进一步的改进，所述自举供电电路包括NPN三极管V18、PNP三极管V20、电容C*3、储能电容C*4、电容C*5、电容C15、电阻R*8、电阻R29、电阻R*11、开关二极管V17、开关二极管V21、与非门D1C、与非门D1D，NPN三极管V18和PNP三极管V20发射极连接组成图腾柱驱动电路，PNP三极管V20集电极接地，NPN三极管V18集电极接串联稳压输出三极管V11的发射极Vcc，电阻R29作为图腾柱输出限流电阻一端接在NPN三极管V18发射极，电阻R29另一端与电容C*3一端串联，电容C*3另一端分别接开关二极管V17阳极和开关二极管V21阴极，开关二极管V17阴极和开关二极管V21阳极两端分别连接储能电容C*4两端；电容C*3、开关二极管V17、开关二极管V21和储能电容C*4组合，为N沟道MOSFET晶体管V1、V4两只MOSFET的G、S控制电路提供自举供电电源；与非门D1C的9脚连接电容C*5和电阻R*8，组成了典型的自谐振振荡器，其中D1C的10脚与电阻R*8一端连接；与非门D1D的12脚、13脚连接构成反相门输出，反向门输出D1D的11脚连接电阻R*11与电容C15构成的RC滤波器，滤波器输出作为图腾柱电路的输入。作为本发明进一步的改进，所述开关机及延时关断电路包括三极管V28、三极管V22、三极管V9、三极管V19、三极管V26、开关二极管V27、电阻R35、电阻R37、电阻R41、电阻R30、电阻R38、电阻R44、电阻R43、电阻R45、电阻R39、电阻R31、电容C7、电容C*6、电容C9、稳压管V2、电容C12、电阻R44、，三极管V28、三极管V22、三极管V24、电阻R37、电阻R41组成典型的自锁定电路，电阻R37连接V28的B、E极间，电阻R41连接在三极管V22的B、E极间；电容C7与电阻R37并联，电容C*6与电阻R41并联，起滤波作用；电阻R30与电容C9组成RC滤波，对外部输入的高电平开机指令TC_ON_OFF进行滤波；电阻R19与稳压管V2串联对N沟道MOSFET晶体管V1、V4的GS电压进行采样，稳压管V2阳极接VOUT_1端，稳压管V2阴极接三极管V9基极；电阻R38、电阻R44串联并与三极管V9集电极连接，电阻R44一端再通过电阻R43、电阻R45串联分压后控制三极管V24的通、断；电容C12与电阻R44并联，对电阻R44上电压进行滤波；三极管V19基极受开机指令TC_ON_OFF的高电平控制，TC_ON_OFF经串联的开关二极管V27、经电阻R39和电阻R31串联分压，三极管V26集电极与电阻R35串联，电阻R35一端连接与非门电路D1C的8脚，控制自谐振电路是否起振。作为本发明进一步的改进，该航天用N-MOS高边自举驱动限流保护电路还包括电流遥测电路，所述电流遥测电路包括PNP对三极管V8、PNP三极管V10、电容C10、电容C14、稳压管V14、电阻R23、电阻R24、电阻R46、电容C2、电阻R5、R6、电阻R*5，电阻R46与电容C14串联为稳压管V14提供RC滤波，电容C14连接稳压管V14两端；电阻R23、电阻R24为镜像电流源设置静态工作点，电阻R23和电阻R24一端分别连接PNP对三极管V8两个集电极，电阻R23和电阻R24另一端与电阻R46连接；电阻R5、R6一端分别跨接采样电阻R1的两端，PNP三极管V10作为镜像电流源输出端，PNP三极管V10发射极连接在电阻R5的一端，PNP三极管V10集电极连接在电阻R*5一端，电阻R48与电容C10组成遥测输出电路的RC滤波。本发明的有益效果是：本发明是替代当前航天器熔断器+继电器供配电体制的解决方案，同时，电路具有可恢复、重复使用的过流和短路保护功能，是构建航天器供配电自主健康状态监测、自主管理卫星平台的关键产品。可用于各类卫星的配电器、平台及载荷中各种电子单机的一次母线保护装置。附图说明图1是本发明的电流遥测电路图。图2是本发明的电路图的第一部分。图3是本发明的电路图的第二部分。图4是本发明的电路图的第三部分。图5是本发明的电路图的第四部分。图6是本发明的电路图的第五部分。图7是限流延时关断实测波形图(ch1为电流，ch2为门极)。具体实施方式如图2-6所示，本发明公开了一种航天用N-MOS高边自举驱动限流保护电路，包括欠压保护电路、辅助供电电路、恒流限流电路、自举供电电路、开关机及延时关断电路，所述欠压保护电路与所述辅助供电电路相连，所述辅助供电电路与所述恒流限流电路相连，所述恒流限流电路分别与所述自举供电电路和所述开关机及延时关断电路相连，所述自举供电电路与所述开关机及延时关断电路相连。因本发明的电路图过大，所以该电路图拆分为图2-6所示的五部分，其中，通过连接点表示连接，例如，图2中的A1连接点与图5中的A1连接点进行连接。所述欠压保护电路包括电阻R7、电阻R8、电阻R14、电阻R*4、、电阻R*7、电容C3、稳压二极管V12、三极管V13、三极管V15，所述电阻R7一端连接一次母线输入端，所述电阻R7另一端分别与所述电容C3一端和所述电阻R14一端相连；所述电阻R7一端连接一次母线输入端，所述电阻R7另一端连接电容C3，构成一极RC低通滤波器；电阻R7与电阻R14串联，共同为稳压二极管V12设置静态工作电流；电阻R*7一端分别与所述稳压二极管V12阳极和三极管V15基极相连，稳压二极管V12的电流流经电阻R*7控制三极管V15是否饱和导通；电阻R*4一端与所述稳压二极管V12阴极相连，所述电阻R*4另一端与所述三极管V13集电极相连，使一次母线“Power”电压在由低到高和由高到低的不同过程中，流经R*4的电流方向相反，使得欠压保护电路具有滞回特性；电阻R8一端连接一次母线，电阻R8另一端分别连接三极管V15集电极和三极管V13基极，三极管V13集电极连接稳压二极管V16阴极，控制V16是否稳压。所述辅助供电电路包括稳压二极管V16、电阻R9、电阻R10、三极管V11、电容C6、电容C13，所述电阻R9与所述电容C13串联组成对稳压二极管V16的RC滤波器，所述稳压二极管V16与三极管V11基极连接，作为串联稳压供电电路的基准电压，三极管V11集电极与所述电阻R10相连，设置稳压电路的静态工作点，所述电容C6连接所述三极管V11发射极，作为电源电压滤波。所述恒流限流电路包括N沟道MOSFET晶体管V1、N沟道MOSFET晶体管V4、电阻R17、电阻R18、电阻R1、电阻R49、电阻R3、电阻R4、电阻R20、电阻R21、电阻R22、电阻R13、电阻R*6、电容C1、电容C16、稳压二极管V3、三极管V5、三极管V7，所述N沟道MOSFET晶体管V1和所述N沟道MOSFET晶体管V4并联，N沟道MOSFET晶体管V1和所述N沟道MOSFET晶体管V4的D极、S极相互连接，N沟道MOSFET晶体管V1和所述N沟道MOSFET晶体管V4的栅极分别串联电阻R17、电阻R18；电阻R1作为功率回路的电流采样电阻串联在N沟道MOSFET晶体管V1、V4的S极与一次母线输出端VOUT，电阻R49作为N沟道MOSFET晶体管V1、V4关断时的漏电流泄放电阻一端连接在VOUT端，电阻R49另一端接地；电阻R3、电阻R4一端分别与电阻R1的两端连接，用来设置镜像电流源限流值，电阻R3、电阻R4另一端分别连接对三极管V7的两个集电极，其间跨接电容C1，用于差分采样端的滤波；电阻R20、电阻R21分别连接三极管V7的两个集电极，用于设置镜像电流源的静态工作点，其中一个对三极管的基极与电阻R21的一端短接，设置镜像电流源处于临界线性区；稳压二极管V3连接在VOUT端和电阻R22一端，稳定镜像电流源的工作电压，电容C16同电阻R22串联组成RC滤波器，用于稳压管电压的滤波，同时电阻R22也起到确定镜像电流源静态工作点的作用；三极管V5发射极接在N沟道MOSFET晶体管V1、V4的S极，三极管V5集电极接在N沟道MOSFET晶体管V1、V4的栅极限流电阻R17、R18一端，三极管V5集电极与电阻R*6连接，三极管V5、电阻R*6共同受镜像电流源反馈控制，控制N沟道MOSFET晶体管V1、V4的GS电压，使之工作在线性区；电阻R13分别连接三极管V5基极和电阻R20一端，三极管V5基极驱动限流电阻。所述自举供电电路包括NPN三极管V18、PNP三极管V20、电容C*3、储能电容C*4、电容C*5、电容C15、电阻R*8、电阻R29、电阻R*11、开关二极管V17、开关二极管V21、与非门D1C、与非门D1D，NPN三极管V18和PNP三极管V20发射极连接组成图腾柱驱动电路，PNP三极管V20集电极接地，NPN三极管V18集电极接串联稳压输出三极管V11的发射极Vcc，电阻R29作为图腾柱输出限流电阻一端接在NPN三极管V18发射极，电阻R29另一端与电容C*3一端串联，电容C*3另一端分别接开关二极管V17阳极和开关二极管V21阴极，开关二极管V17阴极和开关二极管V21阳极两端分别连接储能电容C*4两端；电容C*3、开关二极管V17、开关二极管V21和储能电容C*4组合，为N沟道MOSFET晶体管V1、V4两只MOSFET的G、S控制电路提供自举供电电源；与非门D1C的9脚连接电容C*5和电阻R*8，组成了典型的自谐振振荡器，其中D1C的10脚与电阻R*8一端连接；与非门D1D的12脚、13脚连接构成反相门输出，反向门输出D1D的11脚连接电阻R*11与电容C15构成的RC滤波器，滤波器输出作为图腾柱电路的输入，即V18与V20的基极。所述开关机及延时关断电路包括三极管V28、三极管V22、三极管V9、三极管V19、三极管V26、开关二极管V27、电阻R35、电阻R37、电阻R41、电阻R30、电阻R38、电阻R44、电阻R43、电阻R45、电阻R39、电阻R31、电容C7、电容C*6、电容C9、稳压管V2、电容C12、电阻R44、，三极管V28、三极管V22、三极管V24、电阻R37、电阻R41组成典型的自锁定电路，电阻R37连接V28的B、E极间，电阻R41连接在三极管V22的B、E极间；电容C7与电阻R37并联，电容C*6与电阻R41并联，起滤波作用；电阻R30与电容C9组成RC滤波，对外部输入的高电平开机指令TC_ON_OFF进行滤波；电阻R19与稳压管V2串联对N沟道MOSFET晶体管V1、V4的GS电压进行采样，稳压管V2阳极接VOUT_1端，稳压管V2阴极接三极管V9基极；一旦发生过载，GS间电压减小，则稳压管V2不在工作在稳压状态，与V9的B、E极并联的电阻R19的压差控制V9关断，电阻R38、电阻R44串联并与三极管V9集电极连接，电阻R44一端再通过电阻R43、电阻R45串联分压后控制三极管V24的通、断；电容C12与电阻R44并联，对电阻R44上电压进行滤波；三极管V19基极受开机指令TC_ON_OFF的高电平控制，TC_ON_OFF经串联的开关二极管V27、经电阻R39和电阻R31串联分压，送三极管V19的基极，三极管的集电极与VCC间通过电阻R26、R25串联分压，控制PNP三极管V26的导通与关断，三极管V26集电极与电阻R35串联，电阻R35一端连接与非门电路D1C的8脚，控制自谐振电路是否起振。如图1所示，该航天用N-MOS高边自举驱动限流保护电路还包括电流遥测电路，所述电流遥测电路包括PNP对三极管V8、PNP三极管V10、电容C10、电容C14、稳压管V14、电阻R23、电阻R24、电阻R46、电容C2、电阻R5、R6、电阻R*5，以PNP对三极管V8为核心，构成低功耗的电流遥测电路，其中电阻R46与电容C14串联为稳压管V14提供RC滤波，电容C14连接稳压管V14两端；电阻R23、电阻R24为镜像电流源设置静态工作点，电阻R23和电阻R24一端分别连接PNP对三极管V8两个集电极，电阻R23和电阻R24另一端与电阻R46连接；电容C2为对三极管组成的镜像电流源进行输入滤波，电阻R5、R6与电阻R*5的阻值比确定遥测电路的增益。其中电阻R5、R6一端分别跨接采样电阻R1的两端，PNP三极管V10作为镜像电流源输出端，PNP三极管V10发射极连接在电阻R5的一端，PNP三极管V10集电极连接在电阻R*5一端，电阻R48与电容C10组成遥测输出电路的RC滤波。如下表引出点标记的定义为：引出端序号符号功能功能介绍1TC_ON_OFF开机、关机指令端开机、关机指令输入端2POWER母线输入端母线输入3VOUT母线输出端母线输出4I_TM电流采样输出端输出电流遥测下面对该电路的功能进行具体说明：1.欠压保护电路：如图1所示，此电路为有滞回功能的欠压保护电路，设置欠压保护且电压达到门限电压值后可自动恢复输出。正常工作时，R*7上电压使V15导通，V13截止，保护信号为高，线性源电路正常工作；欠压保护时，当输入电压降低到一定程度时，导致R*7的分压低于V15的基极门限电压时，V15由导通变为截止，V13导通，使保护信号变低，线性源电路停止工作；升压恢复时，当输入电压逐渐升高，直至R*7的分压值高于V15的基极门限电压时，重新使V15导通，V13截止，保护信号为高，电路恢复到未保护前的状态，线性源电路正常工作。可通过调节电阻R*7和电阻R*4调节欠压值。实际电路中要求保护回复电压Vh：73±5V；欠压保护电压Vl＝65±5V。欠压保护电路中参数计算如下：a.b.式中：Vz为稳压管稳压值，取6.5V；Vbe为三极管饱和导通电压门限，取0.6V；R7取10K；R14取240K；Vl取65V；Vh取73V。计算得R*4＝406.5K，R*7＝2.437K，实际取R*4＝390K，R*7＝2.4K重新计算欠压保护值Vh和Vl。得Vh＝74.15V，Vl＝65.81V。2.辅助供电电路：线性电源如图1所示，线性电源可以提供范围为11.8V-13V的供电电压，V11是主线性管工作在线性区与功率分配电阻共同承担热量。选用两个稳压管ZW55A(6.2V-6.8V)串联是因为稳压值在6.4V左右的稳压管的温度稳定性较好，保证线性电源的输出电压在工作温度范围内具有较小的波动。关于线性源主要参数的计算：1、关于电阻R10的参数计算，首先要知道线性源需要提供的电流。线性源提供的电流主要有以下部分组成：a.线性源流过R*10的最大电流I1I1＝13V/(18K+62K+200K)＝0.046mAb.集成电路CD4093B的静态电流I2查手册得CD4093B的静态电流I2最大为0.001mAc.方波产生电路的电流I3I3＝13V/43K/2＝0.151mAd.流过电阻R22的电流I4I4＝(13V-6.4V)/3K＝2.2mAe.流过电阻R*6的最大电流I5(限流时I5最大)I5MAX＝(13V-2.5V)/3K＝3.5mA稳态时I5＝(13V-7.8V-0.6V)/3K＝1.6mAf.流过电阻R35的电流I6I6＝13V/100K＝0.13mA经计算线性源需求最大电流I＝0.046+0.001+0.151+2.2+3.5+0.13＝6.03mA。为保证电路在80V时可靠工作，则电阻R10≤(80V-13V)/6.03mA＝11.11K。同时考虑一定的余量，实际R10选取6K的阻值。要保证稳压管V16能正常工作，要保证最小工作电压80V下流过稳压管的电流最小要大于0.45mA(稳压管需要的最小电流0.3mA加上三极管V11需要的最大基极电流IB＝6.03/40＝0.15mA)。则R9≤V/I＝(80V-13.6V)/0.45mAR9≤147.6KΩ考虑一定的余量实际取R9＝110KΩ，这样流过R9的最小电流＝(80V-13.6V)/110K＝0.6mA，满足使用条件。3.开关机及延时关断电路：开关机原理图如图1所示，电路上电时CD4093B的8脚为低，自谐振电路无法输出振荡脉冲，因此电路不能工作。当开机指令TC_ON_OFF为高电平有效时，V26输出为高电平，电路可正常启动，振荡器起振。电路开始正常工作。4.自举供电电路：自举驱动电路原理图如图1所示，CD4093B产生的方波脉冲信号经过图腾柱、C*3和V17对C*4充电，当C*4两端的电压达到V1、V4N-MOS开启阈值的时候，MOSFET从线性区顺序过度到饱和导通，控制电容C*4的容值，可以实现电路的软启动效果。MOSFET的S极开始输出电压，此输出电压通过自举二极管V21和C*3输出的电压进行叠加得到一个更高的电压，如此经过几个周期后，C*4两端电压达到10V左右，使MOSFET完全导通，S极输出电压达到母线电压，最终通过自举二极管V21和C*3输出的电压进行叠加达到比母线电压高10V左右。这样门源极电压为10V左右，可以使MOSFET正常开启工作在饱和导通区，电路正常导通工作。相关参数计算：取方波频率为220kHz、VT+＝6.5V、VT-＝4.1V，VDD＝10V。根据公式得RC＝4.624us，为降低损耗取阻值较大电阻，容值较小电容，所以取R*8＝43k，得C*5＝107p，实际取C*5＝100p。按照C*5和R*8的取值重新计算得Ton≈1.982usToff≈2.245usT＝Ton+Toff≈4.227usF＝1/T＝236Khz自举电容C*4在方波每个周期低电平TOFF时间内近似为恒流放电，放电电流近似为(10V-6.4V)/3k+(10V-8.2V)/3k＝1.8mA，因此C*4取值可以参考下式：C*4≥1.8mA×TOFF/du为了降低MOS管G极电压的波动，取du＝0.05V，则C*4≥80.82nF，为了进一步降低G极电压波动，自举电容C*4实际取值100nF。为了降低自举驱动电路的开关噪声干扰在图腾柱驱动前端增加一个1nF对地电容，降低图腾柱的开关速度。5.恒流限流电路：限流延时关断电路如图1所示，当输出电流变大时，采样电阻R1上的电压变大使三极管V5、MOS管V1、V4工作在线性区，利用MOS管工作在线性区较大的导通电阻来降低输出电流使采样电阻上的电压变小，从而形成一个负反馈，使电流恒定在一个特定值上达到限流的目的。当限流时，稳压管V2截止，三极管V9的集电极电压开始变低，C12开始放电，使三极管V24截止，自锁电路V22的基极电平开始变高，导致开关机自锁电路中的三极管V22导通，自锁定电路导通，使得三极管V19的基极不在维持导通，三极管V26被截止，自谐振电路由于与非门D1C的8脚为低，无法输出振荡脉冲，从而关断整个电路。限流值公式：限流时镜像电流源左右两臂的电流I＝(6.4V-0.6V)/20K＝0.29mA，设限流值为4A，取R4＝470Ω，则限流值公式为：Is＝0.29mA×(R4-R3)/R1＝0.29mA×(470-R3))/10mΩ＝4A得R3＝332Ω，实际取R3＝330Ω，重新计算限流值Is＝0.29mA×(R4-R3)/R1＝0.29mA×(470-330))/10mΩ＝4.06A延时时间一共分为两段：首先电容C12放电，导致三极管V24截止；其次电容C*6充电，达到三极管V22基极的饱和导通电压阈值，从而关机。其中限流时间主要是靠C*6的放电时间来决定的。延时时间公式：a.第1阶段C12放电，三极管V24截止，所用时间记为T1；T1＝(R43//R44)×C12×ln(Vs1/Vt1)Vs1＝(VIN+VCC)×R44//R43/(R44//R43+R38)+0.6其中VIN＝100V，VCC＝12V，R44＝200K，R38＝660K，R43＝30K得C12放电前电压Vs1＝4.24VVt1为放电后电压约为1.2V。得T1＝1.08ms。b.第2阶段C*6充电，最终使电路关机，所用时间记为T2。时间要求限流延时时间为5ms，则T3＝5-1.08＝3.92ms。通过计算求得C*6的容值。得C*6＝202nF，实际选取C*6＝220nF。6.电流遥测电路：电流采样电路如图1所示，与限流电路共用采样电阻，电流采样电路采用镜像电流源的采样方式。可通过调节R*5的大小来满足不同采样电流的需求。其典型的电流采样公式为：Vsense＝Isense×Rsense×R*5/R5其中Vsense为电流采样输出电压，Isense为输出电流，Rsense为电流采样电阻。电路的指标要求及实测结果具体指标如下：(以下测试如无特殊说明，测试条件为常温常压环境)本发明中电路采用自举升压电路来实现N-MOS的高边驱动，具有精确地面可测量的限流及延时关断保护功能。电路工作适应宽输入电压范围。对固态N-MOS的控制不再采用复杂的隔离供电方案，从而简化电路设计；控制电路采用CD4093B构成，电路具有静态功耗小；基于镜像电流源的恒流采样及控制具有恒流限流精度高的特点；静态电流低使得控制电路的电源可以采用简单的串联稳压电路供电。本发明的电路采用基于镜像电流源的电流采样电路方式，基于RC的延时电路，通过镜像电流源来控制功率N-MOS管的门源极电压大小，在负载发生过流或短路时使MOS管工作在线性区，通过闭环反馈实现精确限流。选用N-MOS作为功率开关管，通过自举升压电路来实现N-MOS的高边驱动。负载发生过流甚至短路故障时，电路会把电流限制在一个设计指定的安全电流值，延时一定时间后关断。过流保护反应时间为μs极，相比传统的熔断器保护时间的ms量级，具有技术优势。可快速、精确保护下游负载设备，待负载设备正常后，该电路可通过开机指令再次重新启动。电路具有软启动、软关断功能，可有效消除容性负载启动时的浪涌电流，有效消除感性负载断电时产生的电磁感应高压危害。本发明的技术优势如下：1.该电路选用N-MOS作为配电及供电保护开关，控制设备输入端与母线之间的开启与关断。该电流的过电流能力可以通过N-MOS管并联的数量进行扩展，本电路可适应不超过100A的配电通路场合。2.采用自举驱动控制方式，无需采用复杂的变压器浮地隔离驱动方案，驱动方式简单、可靠等优点。3.采用镜像电流源电路实现对N-MOS器件的恒流限流闭环反馈控制，电路具有低功耗、保护响应速度快、保护限流值精度高、体积小。4.电流遥测电路与用于恒流限流闭环反馈控制的电路共用电流采样电阻，设计了基于镜像电流源的电流遥测电路。5.设计了基于自锁电路的延时关断电路，实现了高边过流状态的低边采样。本发明是替代当前航天器熔断器+继电器供配电体制的解决方案之一。同时，电路具有可恢复、重复使用的过流和短路保护功能，是构建航天器供配电自主健康状态监测、自主管理卫星平台的关键产品。可用于各类卫星的配电器、平台及载荷中各种电子单机的一次母线保护装置。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属
技术领域：
的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。当前第1页1 2 3