一种混合电平三相四桥臂变流器装置及控制方法与流程

本发明涉及一种三相四桥臂变流器装置及控制方法，尤其是一种混合电平三相四桥臂变流器装置及控制方法。

背景技术：

近年来，随着新能源发电单元在电力系统的渗透率不断提升,其在电网中的角色将不断发生变化,新能源发电单元不紧需要向电网提供功率，还需能支撑电网或者组网运行。当离网运行时，三相负载时常运行在负载不对称情况下，此时如何控制三相电压的不平衡度成为一个关键问题。其中三相四桥臂结构相较于传统的三相桥式结构具有更好的不平衡运行能力，因而成为研究的一个热点。针对三相四桥臂拓扑结构及控制方法问题，国内外的专家学者们提出了一些方法，主要有：

题为“一种三电平三相四桥臂逆变器中点电位平衡策略”《电工技术学报》,朱婷婷，邓智泉，王晓琳，王宇,2012,27(6):77-82.的文章给出了一种中点电位平衡策略，在分析各种矢量对中点电位影响的基础上，通过合理选择和优化开关矢量，使单个采样周期内流过直流电容中点的平均电流严格为零，从而有效抑制了中点电位的漂移。拓扑结构复杂，效率相对较低，空间矢量调制算法复杂，不利于工程实现。

题为“Hybrid SHM SHE Modulat ion Technique for a Four-Leg NPC Inverter With DC Capacitor Self-Vol tage Balancing”，Mohammad Sharifzadeh,Hani Vahedi,Abdolreza Sheikholeslami，IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.62,pp.4890-4899,2015(具有直流侧电压自平衡的四桥臂NPC逆变器SHM SHE混合调制技术，IEEE TRANSACTIONS-工业电子，2015年底62卷第4890-4899页)的文章给出了一种特定谐波消弱和特定谐波消除的混合三电平调制算法，此算法动态响应较差，无法满足输出电压的电能质量要求。

题为“A New Space-Vector-Modulation Algorithm for a Three-Level Four-Leg NPC Inverter”，Felix Rojas,Ralph Kennel，《IEEE Transactions on Energy Conversion》，2016，(《新型三电平三相四桥臂逆变器空间矢量算法》，《IEEE Transactions-能源变换》，2016年)的文章给出了一种3D-SVM空间矢量调制算法，可以减小直流侧电压波动，然而调制算法复杂，计算量较大。

总之，现有三相四桥臂拓扑结构复杂，基于两电平结构的四桥臂在不平衡等负载条件下直流侧电压中点电位波动较小，然而两电平结构交流侧滤波电感较大，成本较高，基于三电平的四桥臂拓扑所需电感较小，效率较高，然而结构复杂，直流侧电压在不平衡负载条件下波动较大，调制算法复杂，计算量较大，不利于工程实现。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对三相四桥臂拓扑结构复杂、调制算法复杂计算量大，直流侧电压波动等问题，提供一种混合电平三相四桥臂变流器装置及控制方法。

本发明的目的是这样实现的。

本发明提供了一种混合电平三相四桥臂变流器装置，包括：直流部分，三相四桥臂、输出滤波电路以及负载与电网，其中：

所述直流部分包括分压电容器C1和分压电容器C2，分压电容器C1和分压电容器C2之间相互串联，串联连接点为O，分压电容器C1和分压电容器C2串联后与直流源输出相连接；

所述三相四桥臂包括三相三电平三桥臂和N相两电平第四桥臂两部分；所述三相三电平三桥臂即A相、B相、C相三电平三桥臂，包括三个并联的T型三电平桥臂，三个T型三电平桥臂的中心点分别为a、b和c；所述N相两电平第四桥臂包括一个两电平桥臂，两电平桥臂的中心点为n；三相三电平三桥臂、N相两电平第四桥臂的直流输入端与所述直流部分的输出端相连接；三相三电平三桥臂、N相两电平第四桥臂输出端与所述输出滤波电路的输入端相连接；

所述输出滤波电路包括三相滤波电感L、三相滤波电容C以及第四桥臂滤波电感LN；三相滤波电感L的输入端分别与三相三电平三桥臂输出端即三个T型三电平桥臂的中心点a、b、c点相连接，三相滤波电感L的输出端与滤波电容C的输入端对应相连接，滤波电容C采用星型连接，其星型中性点经滤波电感LN与两电平桥臂的中心点n相连；输出滤波电路的输出端与三相电网、三相负载的输入端相连接。

本发明还提供了一种混合电平三相四桥臂变流器的控制方法，主要步骤如下：

步骤1，采样及坐标变换；

所述采样包括采集以下数据：采集2个分压电容器C1、C2上的电压采集滤波电容C上的滤波电容电压为uAN,uBN,uCN，采集三相滤波电感L上的桥臂侧电感电流为iLA,iLB,iLC，采集公共并网点电压ea,eb,ec；

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对滤波电容电压uAN,uBN,uCN，桥臂侧电感电流iLA,iLB,iLC进行单同步旋转坐标变换得到滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq和桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq；

步骤2，根据步骤1中得到的滤波电容电压的dq分量Ucd,Ucq，通过通用的微分离散化方程计算滤波电容电流的dq分量Icd,Icq；根据步骤1得到的桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq和滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量Iod,Ioq；经过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率P和平均无功功率Q；对三相四桥臂变流器并网点公共点电压ea,eb,ec经过锁相环环节得到公共点角频率ωg；

步骤3，根据步骤2中得到的平均有功功率P、公共点角频率ωg和三相四桥臂变流器给定的有功功率指令P0、三相四桥臂变流器给定有功功率指令P0时的额定角频率ω0，经过功角控制方程得到虚拟同步发电机的角频率ω，对ω积分得到虚拟同步发电机的矢量角θ；根据步骤2中得到的平均无功功率Q和三相四桥臂变流器给定的无功功率指令Q0、电压指令U0，经过无功控制方程得到虚拟同步发电机的端电压U^*；

步骤4，先根据步骤3中得到的端电压U^*和步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq，通过电压控制方程得到电流指令信号再根据电流指令信号步骤1中的桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq和步骤2得到的滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，通过加权电流控制方程得到控制信号Ud,Uq；根据2个分压电容器C1、C2上的电压以及滤波电容电压uAN,uBN,uCN，经过零序分量均衡控制方程得到第四桥臂控制信号UN；

步骤5，将步骤4中得到的控制信号Ud,Uq经过单同步旋转坐标反变换得到三相四桥臂变流器中前三桥臂即三相三电平三桥臂控制信号Ua,Ub,Uc，再根据Ua,Ub,Uc与步骤4得到的第四桥臂控制信号UN通过混合电平等效矢量调制算法生成开关管的PWM信号。

优选地，步骤2中所述平均有功功率P和平均无功功率Q的计算步骤包括：

1)计算滤波电容电流的dq分量Icd,Icq；

令滤波电容电压Ucd,Ucq的离散序列为Ucd(n),Ucq(n)，滤波电容电流dq分量Icd,Icq的离散序列为Icd(n),Icq(n)，则计算滤波电容电流的通用的微分离散化方程为：

其中，C为滤波电容，Ts为三相四桥臂变流器采样频率，K为离散序列点数，n,k为自然数,即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......；

根据上述方程求得滤波电容电流Icd,Icq的离散序列为Icd(n),Icq(n)，从而得到滤波电容电流的dq分量Icd,Icq；

2)计算输出电流的dq分量Iod,Ioq；

根据滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量Iod,Ioq，所述的输出电流计算方程为:

Iod＝ILd-Icd

Ioq＝ILq-Icq

3)根据有功功率计算方程和无功功率计算方程计算平均有功功率P和平均无功功率Q；

有功功率计算方程为：

无功功率计算方程为：

其中，Qpq为功率计算方程品质因数，ωh为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，τ为一阶低通滤波器的时间常数,h为待滤除的谐波次数。

优选地，步骤3中所述虚拟同步发电机的矢量角θ和端电压U^*的计算步骤包括：

1)经过功角控制方程求虚拟同步发电机的角频率ω：

所述功角控制方程为：

其中，ω0为三相四桥臂变流器给定有功功率指令P0时的额定角频率，m为功角控制下垂系数，J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量，s为拉普拉斯算子，D1为三相四桥臂变流器频率反馈系数，D2为公共点频率反馈系数；

2)对ω积分得到虚拟同步发电机的矢量角θ；

3)经过无功控制方程求虚拟同步发电机的端电压U^*；

所述无功控制方程为：

U^*＝U0+n(Q0-Q)

其中，U0为三相四桥臂变流器给定无功功率指令Q0时的额定输出电容电压、n为无功-电压下垂系数。

优选地，步骤4中所述控制信号Ud,Uq的计算步骤如下：

1)计算电流指令信号

根据端电压U^*和滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq，通过电压控制方程得到电流指令信号所述的电压控制方程为:

其中，Kp为电压环比例控制系数、Ki为电压环积分控制系数、Kr为电压环谐振控制器比例系数，Qu为电压环准谐振调节器品质因数，ωh为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，h为待抑制的谐波次数；

2)计算控制信号Ud,Uq；

根据电流指令信号桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq和滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，通过加权电流控制方程得到控制信号Ud,Uq，所述加权电流控制方程为：

其中，Kpi为电流环比例控制系数，Kri电流环谐振控制器比例系数，w1为电感电流的权重系数，w2为电容电流的权重系数，Kf为电压前馈系数，Qi为电流环准谐振调节器品质因数，s为拉普拉斯算子。

优选地，步骤4中所述零序分量均衡控制方程为：

其中，k1,k2分别为零序分量均衡控制方程的均衡控制系数，KpN为零序分量均衡控制方程比例控制系数，KrN为零序分量均衡控制方程准谐振控制器比例系数，QN为零序分量均衡控制方程准谐振调节器品质因数，s为拉普拉斯算子。

优选地，步骤5中的混合电平等效矢量调制算法为：

设三相四桥臂前三桥臂即三相三电平三桥臂控制信号最大值为Umax，最小值为Umin，即

则三相四桥臂变流器中A,B,C,N相的调制信号分别为：

MN＝UN

对得到的调制信号Ma,Mb,Mc,MN通过载波调制策略即可得到每个功率开关管的PWM信号。

本发明相对于现有技术的有益效果是：

1、提高直流侧电压利用率，且在零序和负序不平衡负载条件下具有良好的输出电压性能，电压不平衡度较低，中点平衡波动较小。

2、减小开关管和二极管数量，效率较高，成本降低。

3、采用一种混合电平三相四桥臂等效矢量调制算法，大大简化了算法，减小了计算量。

4、并离网模式运行无需切换控制器，简化了控制算法，提高了电网掉电时的输出电压电能质量。

附图说明

图1是本发明的混合电平三相四桥臂变流器装置拓扑图。

图2是本发明所采用的混合电平三相四桥臂功率外环控制框图。

图3是本发明所采用的混合电平三相四桥臂电压电流双环控制框图。

图4是本发明所采用的混合电平三相四桥臂混合电平等效矢量调制算法。

图5本发明所采用的基于虚拟同步发电机功率环等效数学模型。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。

参见图1，本发明提供的混合电平三相四桥臂变流器装置，包括：直流部分，三相四桥臂、输出滤波电路。其中：

所述直流部分包括两个分压电容器C1和C2，两个分压电容器C1和C2之间相互串联，串联连接点为O，两个分压电容器C1和C2串联后与直流源输出相连接；

所述三相四桥臂包括三相三电平三桥臂和N相两电平第四桥臂两部分；所述三相三电平三桥臂即A相、B相、C相三电平三桥臂，包括三个并联的T型三电平桥臂，三个T型三电平桥臂的中心点分别为a、b和c；所述N相两电平第四桥臂包括1个两电平桥臂，两电平桥臂的中心点为n；三相三电平三桥臂、N相第四桥臂的直流输入端与直流部分的输出端相连接；三相三电平三桥臂、N相两电平第四桥臂输出端与输出滤波电路的输入端相连接；

所述输出滤波电路包括三相滤波电感L、三相滤波电容C以及第四桥臂滤波电感LN；三相滤波电感L输入端分别与三相三电平三桥臂输出端即三个T型三电平桥臂的中心点a、b、c点相连接，三相滤波电感L输出端与滤波电容C输入端相连接，滤波电容C采用星型连接，其星型中性点经滤波电感LN与两电平桥臂的中心点n相连；输出滤波电路的输出端与三相电网、三相负载的输入端相连接。

具体的，本实施例中的参数如下。

一种混合电平三相四桥臂变流器装置,功率为50kW，直流母线电压Udc为650V，输出交流线电压有效值为380V/50Hz，桥臂侧电感为L＝0.1mH，第四桥臂LN＝0.1mH，滤波电容为C＝10μF，采样频率fs为10kHz，因而Ts＝100μs。

下面结合附图对本发明控制方法的优选方式作进一步详细的描述。

参见图1、2、3、4和5，本发明提供的一种混合电平三相四桥臂变流器控制方法，主要步骤如下：

步骤1，采样及坐标变换；

所述采样包括采集以下数据：采集2个分压电容器C1、C2上的电压采集滤波电容C上的滤波电容电压为uAN,uBN,uCN，采集三相滤波电感L上的桥臂侧电感电流为iLA,iLB,iLC，采集公共并网点电压ea,eb,ec。

所述坐标变换包括对以下数据进行坐标变换：

对滤波电容电压uAN,uBN,uCN，桥臂侧电感电流iLA,iLB,iLC进行单同步旋转坐标变换得到滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq和桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq。

步骤2，根据步骤1中得到的滤波电容电压的dq分量Ucd,Ucq，通过通用的微分离散化方程计算滤波电容电流的dq分量Icd,Icq；根据步骤1得到的桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq和滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量Iod,Ioq；经过有功功率计算方程和无功功率计算方程得到平均有功功率P和平均无功功率Q；对三相四桥臂变流器并网点公共点电压ea,eb,ec经过锁相环环节得到公共点角频率ωg。

1)计算滤波电容电流的dq分量Icd,Icq；

令滤波电容电压Ucd,Ucq的离散序列为Ucd(n),Ucq(n)，滤波电容电流Icd,Icq的离散序列为Icd(n),Icq(n)，则计算滤波电容电流的通用的微分离散化方程为：

其中，C为滤波电容，Ts为变流器采样频率，K为离散序列点数，n,k为自然数,即n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......。

根据上述方程可以求得滤波电容电流Icd,Icq的离散序列为Icd(n),Icq(n)，从而可得滤波电容电流Icd,Icq。

通用离散化方程的参数选择综合考虑差分方程稳定性条件，微分的频率响应以及DSP计算量。在本实施例中，取N＝7，K＝2，kn＝4,kn-1＝2,kn-2＝1,。

2)计算输出电流的dq分量Iod,Ioq；

根据步骤2.1得到的滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，经过输出电流计算方程得到输出电流的dq分量Iod,Ioq，所述的输出电流计算方程为:

Iod＝ILd-Icd

Ioq＝ILq-Icq

3)，根据有功功率计算方程和无功功率计算方程计算平均有功功率P和平均无功功率Q；

有功功率计算方程为：

无功功率计算方程为：

其中，Qpq为功率计算方程品质因数、ωh为陷波器需要滤除的谐波角频率、s为拉普拉斯算子、τ为一阶低通滤波器的时间常数，h为待滤除的谐波次数。

在本实施例中，考虑主要滤除的谐波次数为2次和3次谐波，因此选取h＝2,3，此时ωh＝628.3186rad/s,942.4779rad/s。一阶低通滤波器主要考虑滤除高次谐波，且不影响动态响应，一般取τ≤2e^-3s，本例取值τ＝1.5e^-4s；品质因数Qpq主要考虑陷波器的滤波效果，在本例中，选取Qpq＝0.5。

步骤3，根据步骤2中得到的平均有功功率P、公共点角频率ωg和三相四桥臂变流器给定的有功功率指令P0、三相四桥臂变流器给定有功功率指令P0时的额定角频率ω0，经过功角控制方程得到虚拟同步发电机的角频率ω，对ω积分得到虚拟同步发电机的矢量角θ；；根据步骤2中得到平均无功功率Q和三相四桥臂变流器给定的无功功率指令Q0、电压指令U0，经过无功控制方程得到虚拟同步发电机的端电压U^*。

1)经过功角控制方程求虚拟同步发电机的角频率ω：

功角控制方程为：

其中，ω0为三相四桥臂变流器给定有功功率指令P0时的额定角频率，m为功角控制下垂系数，J为模拟同步发电机机组的虚拟转动惯量，s为拉普拉斯算子，D1为三相四桥臂变流器频率反馈系数，D2为公共点频率反馈系数。

功角控制方程表明了变流器有功功率下垂曲线关系、虚拟惯量大小和阻尼大小。其中，虚拟惯量标明了系统频率的变化率，为了保证系统频率变化平稳，需要有较大的虚拟惯量；然而虚拟惯量相当于在系统中加入了一阶惯性环节，太大的虚拟惯量有可能导致系统的不稳定。因而参数选择需要折中处理。为保证系统稳定性，在本实施例中，惯性时间常数范围在τvirtual＝Jω0m≤2e^-3s；功角控制方程中的有功功率下垂曲线关系包括三个系数，功角控制下垂系数m表示下垂曲线的斜率，取值原则为100％的有功功率变化时，频率变化0.5Hz以内；给定有功功率指令P0和相对应的额定角频率ω0表示下垂曲线的位置关系，主要考虑变流器输出有功功率为P0时，其输出频率大小为ω0。

在本实施例中，功角控制下垂系数取值为根据惯性时间常数取值原则取τvirtual＝Jω0m＝1.5e^-3s，可得J＝0.1kg·m²,为保证控制运行时能量不流向直流侧，给定有功功率指令取值为P0＝1kW，此时对应的额定角频率取值为ω0＝314.1593rad/s。

根据上述方程基于虚拟同步发电机的功率外环数学模型如图5所示，进而可得有功功率传递函数为：

其中，为功角传递函数，E为电网相电压有效值，X为变流器每相等效输出阻抗。在本实施例中，变流器的等效输出阻抗为额定阻抗的5％，因而Ks等效为Ks≈20×50kW。

根据控制系统二阶振荡方程可得系统的阻尼比为其中ζ>0，将m,J,ω0,Ks带入可得D1的取值范围为D1<20，在本实施例中，取ζ＝0.7，则D1＝-228，D2＝228。

2)对ω积分得到虚拟同步发电机的矢量角θ。

3)经过无功控制方程求虚拟同步发电机的端电压U^*；

无功控制方程为：

U^*＝U0+n(Q0-Q)

其中，U0为变流器给定无功功率指令Q0时的额定输出电容电压、n为无功-电压下垂系数。

无功-电压下垂系数n取值原则为100％的无功功率变化时，电压幅值变化在2％之内；给定无功功率指令Q0和相对应的额定输出电容电压U0表示下垂曲线的位置关系，主要考虑变流器输出无功功率为Q0时，其输出电压大小为U0。

在本实施例中，无功-电压下垂系数取值为给定无功功率指令Q0考虑系统输出无功功率为Q0＝0，此时对应的额定输出电容电压U0＝380V。

步骤4，先根据步骤3中得到的端电压U^*和步骤1中得到的滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq，通过电压控制方程得到电流指令信号再根据电流指令信号步骤1中的桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq和步骤2得到的滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，通过加权电流控制方程得到控制信号Ud,Uq；根据2个分压电容器C1、C2上的电压以及滤波电容电压uAN,uBN,uCN，经过零序分量均衡控制方程得到第四桥臂控制信号UN。

1)计算电流指令信号

根据端电压U^*和滤波电容电压dq的分量Ucd,Ucq，通过电压控制方程得到电流指令信号所述电压控制方程为：

其中，Kp为电压环比例控制系数、Ki为电压环积分控制系数、Kr为电压环谐振控制器比例系数，Qu为电压环准谐振调节器品质因数，ωh为陷波器需要滤除的谐波角频率，s为拉普拉斯算子，h为待抑制的谐波次数。

电压控制方程中的参数主要考虑控制系统的稳定性和动稳态性能；在本实施例中，取Kp＝0.03,Ki＝0.8,准谐振调节器主要考虑消除系统中的奇次谐波，取h＝3,5,7,9,11，因而角频率分别等于ωh＝942.5rad/s,1570.8rad/s,2199.1rad/s,2827.4rad/s,3455.8rad/s。

品质因数Qu主要考虑谐振调节器的增益和稳定性，在本例中，选取Qu＝0.7；准谐振控制器比例系数综合考虑电压环的动稳态控制性能和系统稳定性，在本例中，选取Kr＝100。

2)计算控制信号Ud,Uq；

根据电流指令信号桥臂侧电感电流的dq分量ILd,ILq和滤波电容电流的dq分量Icd,Icq，通过加权电流控制方程得到控制信号Ud,Uq，所述加权电流控制方程为：

其中，Kpi为电流环比例控制系数，Kri电流环谐振控制器比例系数，w1为电感电流的权重系数，w2为电容电流的权重系数，Kf为电压前馈系数，Qi为电流环准谐振调节器品质因数，s为拉普拉斯算子。

电流控制方程中的参数主要考虑控制系统的阻尼特性和直流分量抑制能力；在本实施例中，取Kpi＝0.05,准谐振调节器主要考虑消除系统中的直流分量，品质因数Qi主要考虑准谐振调节器的增益和稳定性，在本例中，选取Qi＝0.7；准谐振控制器比例系数综合考虑电流环的直流分量抑制能力和系统稳定性，在本例中，选取Kri＝50。

电感电流与电容电流加权反馈控制环节主要考虑变流器孤岛运行输出电压的动态响应与并联均流之间的均衡。在本实施例中，取w1＝0.3,w2＝0.7。

3)计算第四桥臂控制信号UN；

所述零序分量均衡控制方程为：

其中，k1,k2分别为零序分量均衡控制方程的均衡控制系数，KpN为零序分量均衡控制方程比例控制系数，KrN为零序分量均衡控制方程准谐振控制器比例系数，QN为零序分量均衡控制方程准谐振调节器品质因数，s为拉普拉斯算子；

零序分量均衡控制方程中的参数主要考虑带不平衡负载尤其是非线性负载的不平衡时的不平衡电压和直流中点电压波动的综合抑制能力；在本实施例中，取k1＝0.5,k2＝1，KpN＝0.2,准谐振调节器主要考虑消除系统中的零序分量，品质因数QN主要考虑谐振调节器的增益和稳定性，在本例中，选取QN＝0.7；准谐振控制器比例系数综合考虑不平衡电压抑制能力和系统稳定性，在本例中，选取KrN＝100。

步骤5，将步骤4中得到的控制信号Ud,Uq经过单同步旋转坐标反变换得到三相四桥臂变流器中前三桥臂即三相三电平三桥臂控制信号Ua,Ub,Uc，再根据Ua,Ub,Uc与步骤4得到的第四桥臂控制信号UN通过混合电平等效矢量调制算法生成开关管的PWM信号。

其中，混合电平等效矢量调制算法为：

设三相四桥臂前三桥臂即三相三电平三桥臂控制信号最大值为Umax，最小值为Umin，即

则三相四桥臂变流器中A,B,C,N相的调制信号分别为：

MN＝UN

对得到的调制信号Ma,Mb,Mc,MN通过载波调制策略即可得到每个功率开关管的PWM信号。

显然，本领域的技术人员可以对本发明的一种混合电平三相四桥臂变流器装置及控制方法进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。