开关稳压器的制作方法

本发明涉及一种开关稳压器。

背景技术：

图13是表示使用了光耦合器的非绝缘型开关稳压器的一结构例的图。

在图13所示的开关稳压器中，控制电路由VCC－IC_GND间电压驱动，对监视点P1的电压进行监视，根据该监视结果控制开关元件的接通/断开。

图13所示的开关稳压器直接监视输出电压Vout来进行反馈控制，因此，如图14所示那样输出电压Vout与输出电流Iout的值无关而固定(＝设定值)。即，图13所示的开关稳压器的输出稳定性高。

然而，光耦合器为比较昂贵的部件，因此图13所示的开关稳压器是不适于实现低成本化的结构。

因此，从低成本化的观点出发，关注不使用光耦合器的非绝缘型开关稳压器。图15是表示不使用光耦合器的非绝缘型开关稳压器的一结构例的图。另外，在日本特开2011-45174号公报中公开了与图15所示的开关稳压器类似的开关稳压器。

在图15所示的开关稳压器中，控制电路由VCC－IC_GND间电压驱动，对监视点P2的电压进行监视，根据该监视结果控制开关元件的接通/断开。

图15所示的开关稳压器不直接监视输出电压Vout地进行反馈控制，因此，如图16所示那样输出电压Vout不固定(＝设定值)，而是根据输出电流Iout的值而变化。即，图15所示的开关稳压器的输出稳定性低。

因此，图15所示的开关稳压器具有如下的问题点：在负载轻的情况下输出电压Vout变高的第1问题点、以及负载重的情况下输出电压Vout变低的第2问题点。

通过设置虚负载来避免轻负载下的使用，可以解决第1问题点。但是，如果设置虚负载，则产生待机功率增加的新问题。

通过使与输出端子连接的电容器(输出电容器C0)的静电容量变大，可以解决第2问题点。但是，如果使输出电容器C0的静电容量变大，则产生成本上升的新问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种无光耦合器方式且输出稳定性高的开关稳压器。

本说明书公开的一方式的开关稳压器，具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于上述整流元件的阴极电压所对应的电压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视上述误差信号；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，上述误差信号越大，使流过上述整流元件的电流越大。

本说明书公开的其他一方式的开关稳压器，具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于上述整流元件的阴极电压所对应的电压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视上述误差信号；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，上述整流元件的阴极电压越大，使流过上述整流元件的电流越大

本说明书公开的另外的其他一方式的开关稳压器，具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压而使用，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备：分压部，其对上述整流元件的阴极电压进行分压；以及生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于从上述分压部输出的上述整流元件的阴极电压的分压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视从上述分压部输出的上述整流元件的阴极电压的分压；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，上述整流元件的阴极电压的分压越大，使流过上述整流元件的电流越大。

本说明书公开的另外的其他一方式的开关稳压器，具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；电感器，其设在上述开关元件与上述输出端子之间；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于上述整流元件的阴极电压所对应的电压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视流过上述电感器的电流；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，流过上述电感器的电流，使流过上述整流元件的电流越大。

本说明书公开的电气设备具备上述任一种结构的开关稳压器。

通过以下所示的实施方式的说明，使本发明的意义及效果变得更加明确。但是，以下的实施方式仅为本发明的一个实施方式，本发明和各构成要件的用语的意义并不限定于以下实施方式的记载。

附图说明

图1A是表示开关稳压器的第1实施方式的整体结构例的图。

图1B是表示图1A所示的开关稳压器的变形例的图。

图1C是表示图1A所示的开关稳压器的变形例的图。

图2是表示输出电流与误差信号的关系的图。

图3是表示第1实施方式中使用的监视电路和电流可变电路的一结构例的图。

图4A是表示采用图3的结构例时的误差信号与输出电流的关系的图。

图4B是表示采用图3的结构例时的误差信号与输出电流的关系的图。

图5是表示第1实施方式中使用的监视电路和电流可变电路的其他结构例的图。

图6是表示采用图5的结构例时的误差信号与输出电流的关系的图。

图7是表示开关稳压器的第2实施方式的整体结构例的图。

图8是表示第2实施方式中使用的监视电路和电流可变电路的一结构例的图。

图9是表示NMOS晶体管的漏极电压波形的图。

图10是表示第2实施方式中使用的监视电路和电流可变电路的其他结构例的图。

图11是表示第2实施方式中使用的监视电路和电流可变电路的另外的其他结构例的图。

图12是表示空调机的一结构例的外观图。

图13是表示使用了光耦合器的非绝缘型开关稳压器的一结构例的图。

图14是表示图13所示的开关稳压器的输出特性的图。

图15是表示没有使用光耦合器的非绝缘型开关稳压器的一结构例的图。

图16是表示图15所示的开关稳压器的输出特性的图。

具体实施方式

＜与图15所示的开关稳压器相关的考察＞

如上所述，图15所示的开关稳压器不直接监视输出电压Vout而进行反馈控制，因此输出稳定性变低。因此，本申请的发明人考察了不直接监视输出电压Vout时稳定性变低的根本原因。

在图15所示的开关稳压器中，仅在输出电压Vout比监视点P2的电压大与监视点P2相连的二极管的正向电压以上时，在反馈路径中流过电流。即，即使输出电压Vout的纹波电压大，仅在输出电压Vout比监视点P2的电压大与监视点P2相连的二极管的正向电压以上的期间反馈起作用。因此，输出稳定性变低。

在图15所示的开关稳压器中，为了使电压VCC稳定，将电容器与监视点P2连接，因此即使输出电压Vout变动，监视点P2的电压(＝电压VCC)也稳定，因此犹如输出电压Vout稳定那样进行反馈控制。因此，输出稳定性变低。

在此，电压VCC的变化ΔVCC可以用下述的式(1)来表示。另外，C_VCC表示与监视点P2相连的电容器的静电容量，I_VCC表示从监视点P2向控制电路的电压VCC输入端供给的电流，T_VCC表示产生电压VCC的变化ΔVCC所需要的时间。

C_VCC×ΔVCC＝I_VCC×T_VCC…(1)

另一方面，输出电压Vout的变化ΔVout可以用下述的式(2)来表示。另外，C_Vout表示输出电容器的静电容量，T_Vout表示产生输出电压Vout的变化ΔVout所需要的时间。

C_Vout×ΔVout＝Iout×T_Vout…(2)

在上述的式(1)和式(2)的关系中，若可以使ΔVCC＝ΔVout和T_VCC＝T_Vout成立，则监视点P2的电压(＝电压VCC)具有与输出电压Vout同样的变动特性，输出稳定性可变高。

并且，在上述的式(1)和式(2)的关系中，为了使ΔVCC＝ΔVout和T_VCC＝T_Vout成立，需要使下述的式(3)成立。

C_VCC/I_VCC＝C_Vout/Iout…(3)

输出电流Iout是负载越重则越大的变量，静电容量C_VCC和C_Vout均为固定值。因此，为了使上述的式(3)成立，电流I_VCC需要与输出电流Iout对应地变化。因此，本申请的发明人发明了以下要说明的开关稳压器作为能够使上述的式(3)成立的开关稳压器。

＜第1实施方式＞

图1A是表示开关稳压器的第1实施方式的整体结构例的图。图1A所示的开关稳压器是没有使用光耦合器的非绝缘型开关稳压器，具备滤波器F1、二极管桥电路DB1、输入电容器Cin、开关稳压器用IC100、二极管D1、电感器L1、输出电容器C0、二极管D2和电容器C1。

开关稳压器用IC100具备分压电阻R1和R2、误差放大器1、基准电压源2、PWM比较器3、逻辑电路4、驱动电路5、NMOS晶体管Q1、电流检测用电阻Rs、监视电路6和电流可变电路7。

AC输入电压被滤波器F1去噪后，被二极管桥电路DB1进行全波整流且被输入电容器Cin滤波，而变换为DC输入电压Vdcin。

NMOS晶体管Q1为接通状态时，向电感器L1的两端施加电压(Vdcin－Vout)。并且，将MOS晶体管Q1从接通状态切换为断开状态时，电感器L1使电流继续流过，因此二极管D1成为接通状态，电感器L1的两端电压变为(Vout－Vd1)。另外，Vd1为二极管D1的正向电压。

因此，通过重复进行NMOS晶体管Q1的接通/断开，得到脉冲形状的开关电压。该脉冲形状的开关电压被输出电容器C0滤波而成为输出电压Vout。

此外，输出电压Vout经由逆流防止用二极管D2并被电容器C1稳定化，而变换为电压VCC。开关稳压器用IC100将电压VCC用作电源电压，将二极管D1的阴极电压用作开关稳压器用IC100内的接地电位。

分压电阻R1和R2生成电压VCC的分压。误差放大器1生成与电压VCC的分压和从基准电压源2输出的V_REF的差值对应的误差信号。

PWM比较器3比较从误差放大器1输出的误差信号和由电流检测用电阻Rs检测出的流过电感器L1的电流所对应的电压来生成PWM信号。另外，电流检测用电阻Rs检测出NMOS晶体管Q1为接通状态时流过电感器L1的电流。

逻辑电路4根据从PWM比较器3输出的PWM信号生成用于控制NMOS晶体管Q1的接通/断开的栅极控制信号。驱动电路5放大从逻辑电路4输出的栅极控制信号来生成栅极驱动信号，将该栅极驱动信号供给到NMOS晶体管Q1的栅极。

在图1A所示的开关稳压器中，如图2所示，随着输出电流Iout增加，从误差放大器1输出的误差信号也增加。图1A所示的开关稳压器，利用该输出电流Iout与误差信号的关系，通过监视电路6和电流可变电路7的动作使上述的式(3)成立。

监视电路6监视从误差放大器1输出的误差信号。电流可变电路7根据监视电路6的监视结果，改变电流I_VCC(从二极管D2向开关稳压器用IC100供给的电流)。更具体地，从误差放大器1输出的误差信号越大，则电流可变电路7使电流I_VCC越大。另外，理想的是上述的式(3)始终成立，但只要与电流I_VCC固定的情况相比，电流I_VCC向接近上述的式(3)成立的方向变动，则与电流I_VCC固定的情况相比，输出稳定性变高。即，在图1A所示的开关稳压器中上述的式(3)始终成立不是必要条件。

接着，图3表示本实施方式中使用的监视电路6和电流可变电路7的一结构例。另外，在图3中向与图1A相同的部分赋予同一符号，省略详细说明。

图3所示的结构例的监视电路6和电流可变电路7是由运算放大器、NMOS晶体管和电阻构成的V－I变换电路。

上述V－I变换电路从开关稳压器用IC100的电压VCC输入端抽出与模拟电压信号即误差信号ES成正比的电流I₂。电流I_VCC为被开关稳压器用IC100的上述V－I变换电路以外的电路消耗的恒流I₁和被上述V－I变换电路消耗的电流I₂之和。因此，通过上述V－I变换电路的动作，误差信号ES越大，能够使电流I_VCC变得越大(参照图4A和图4B)。例如，如图4A所示那样，相对于误差信号ES的增加，电流I_VCC能够线性地增加。此外，例如如图4B所示那样，相对于误差信号ES的增加，电流I_VCC也能够指数性增加。

接着，图5表示本实施方式中使用的监视电路6和电流可变电路7的其他结构例。另外，在图5中向与图1A相同的部分赋予同一符号，省略详细说明。

图5所示的结构例的监视电路6和电流可变电路7是由A/D变换电路和可变电阻部构成的V－I变换电路。上述A/D变换电路以预定采样周期将模拟电压信号即误差信号ES变换为数字电压信号。上述可变电阻部根据从上述A/D变换电路输出的数字电压信号，对电阻值进行切换。上述可变电阻部例如具备串联连接的多个电阻、以及分别设置在对多个电阻分别设置的旁通路径上的多个开关，能够根据从上述A/D变换电路输出的数字电压信号切换设为接通状态的开关的个数。

上述V－I变换电路从开关稳压器用IC100的电压VCC输入端抽出与模拟电压信号即误差信号ES大致成正比的电流I₂。电流I_VCC为被开关稳压器用IC100的上述V－I变换电路以外的电路消耗的恒流I₁和被上述V－I变换电路消耗的电流I₂之和。因此，通过上述V－I变换电路的动作，误差信号ES越大，能够使电流I_VCC变得越大(参照图6)。

＜第2实施方式＞

图7是表示开关稳压器的第2实施方式的整体结构例的图。另外，在图7中向与图1A相同的部分赋予同一符号，省略详细说明。

在图7所示的开关稳压器中，监视电路6的监视对象与图1A所示的开关稳压器不同，除此以外与图1A所示的开关稳压器相同。图7所示的开关稳压器的监视电路6监视流过电感器L1的电流。

在图7所示的开关稳压器中，随着输出电流Iout增加，流过电感器L1的电流也增加。图7所示的开关稳压器，利用该输出电流Iout与流过电感器L1的电流的关系，通过监视电路6和电流可变电路7的动作使上述的式(3)成立。

电流可变电路7根据监视电路6的监视结果，改变电流I_VCC(从二极管D2向开关稳压器用IC100供给的电流)。更具体地，流过电感器L1的电流越大，则电流可变电路7使电流I_VCC越大。另外，理想的是上述的式(3)始终成立，但只要与电流I_VCC固定的情况相比电流I_VCC向接近上述的式(3)成立的方向变动，则与电流I_VCC固定的情况相比，输出稳定性变高。即，在图7所示的开关稳压器中上述的式(3)始终成立不是必要条件。

接着，图8表示本实施方式中使用的监视电路6和电流可变电路7的一结构例。另外，在图8中向与图7相同的部分赋予同一符号，省略详细说明。

图8所示的结构例的监视电路6和电流可变电路7是由平均化电路、运算放大器、NMOS晶体管和电阻构成的V－I变换电路。

电流检测用电阻Rs将与NMOS晶体管Q1为接通状态时流过电感器L1的电流对应的电压(NMOS晶体管Q1的漏极电压)输出到上述平均化电路。上述平均化电路如图9所示那样对周期性变化的NMOS晶体管Q1的漏极电压进行平均化后输出到上述运算放大器。

上述V－I变换电路从开关稳压器用IC100的电压VCC输入端抽出与模拟电压信号即上述平均化电路的的输出信号成正比的电流I₂。电流I_VCC为被开关稳压器用IC100的上述V－I变换电路以外的电路消耗的恒流I₁和被上述V－I变换电路消耗的电流I₂之和。因此，通过上述V－I变换电路的动作，流过电感器L1的电流越大，能够使电流I_VCC变得越大。

接着，图10表示本实施方式中使用的监视电路6和电流可变电路7的一结构例。另外，在图10中向与图7相同的部分赋予同一符号，省略详细说明。

图10所示的结构例的监视电路6和电流可变电路7是由采样电路、运算放大器、NMOS晶体管和电阻构成的V－I变换电路。

电流检测用电阻Rs将与NMOS晶体管Q1为接通状态时流过电感器L1的电流对应的电压(NMOS晶体管Q1的漏极电压)输出到上述采样电路。上述采样电路以与NMOS晶体管Q1的开关周期同步的采样周期，对如图9所示那样周期性变化的NMOS晶体管Q1的漏极电压进行采样。上述采样电路的采样定时例如可以设为图9所示的定时t1、t2、t3、…。

上述V－I变换电路从开关稳压器用IC100的电压VCC输入端抽出与模拟电压信号即NMOS晶体管Q1的漏极电压的采样值(模拟电压信号)成正比的电流I₂。电流I_VCC为被开关稳压器用IC100的上述V－I变换电路以外的电路消耗的恒流I₁和被上述V－I变换电路消耗的电流I₂之和。因此，通过上述V－I变换电路的动作，流过电感器L1的电流越大，能够使电流I_VCC变得越大。

接着，图11表示本实施方式中使用的监视电路6和电流可变电路7的其他结构例。另外，在图11中向与图7相同的部分赋予同一符号，省略详细说明。

图11所示的结构例的监视电路6和电流可变电路7是由A/D变换电路和可变电阻部构成的V－I变换电路。

电流检测用电阻Rs将与NMOS晶体管Q1为接通状态时流过电感器L1的电流对应的电压(NMOS晶体管Q1的漏极电压)输出到上述A/D变换电路。上述A/D变换电路以与NMOS晶体管Q1的开关周期同步的采样周期，将如图9所示那样周期性变化的NMOS晶体管Q1的漏极电压变换为数字电压信号。上述采样电路的采样定时例如可以设为图9所示的定时t1、t2、t3、…。

上述可变电阻部根据从上述A/D变换电路输出的数字电压信号，对电阻值进行切换。上述可变电阻部例如具备串联连接的多个电阻、以及分别设置在对多个电阻分别设置的旁通路径上的多个开关，能够根据从上述A/D变换电路输出的数字电压信号切换设为接通状态的开关的个数。

上述V－I变换电路从开关稳压器用IC100的电压VCC输入端抽出与模拟电压信号即NMOS晶体管Q1的漏极电压的A/D采样值(数字电压信号)成正比的电流I₂。电流I_VCC为被开关稳压器用IC100的上述V－I变换电路以外的电路消耗的恒流I₁和被上述V－I变换电路消耗的电流I₂之和。因此，通过上述V－I变换电路的动作，流过电感器L1的电流越大，能够使电流I_VCC变得越大。

＜用途＞

接着，说明之前说明的图1A和图7所示的开关稳压器的用途例。图12是表示空调机的一结构例的外观图。本结构例的空调机Y具有室内机Y1、室外机Y2以及连接它们的配管Y3。另外，室内机Y1内置有蒸发器和室内风扇，室外机Y2内置有压缩机、冷凝机、膨胀阀、室外风扇以及图1A或图7所示的开关稳压器。

空调机Y进行制冷运转时，首先，通过室外机Y2的压缩机对制冷剂进行压缩而成为高温高压的气体后，通过室外机Y2的冷凝机进行放热而使制冷剂液化。此时，为了促进放热，室外风扇旋转，对冷凝机吹风，因此从室外机Y2吹出热风。接着，被液化的制冷剂通过室外机Y2的膨胀阀进行减压而成为低温低压的液体后，经由配管Y3送入到室内机Y1，通过室内机Y1的蒸发器被气化。此时，蒸发器因制冷剂的气化热而成为低温，因此通过使室内风扇旋转而对蒸发器吹风，从室内机Y1向室内送出冷风。被气化的制冷剂再次经由配管Y3送到室外机Y2后，重复进行与上述同样的热交换处理。

另外，在空调机Y进行制热运转时，制冷剂的循环方向相反，室内机Y1的蒸发器和室外机Y2的冷凝机的作用替换，但进行基本上与上述同样的热交换处理。

在本结构例的空调机Y中，图1A或图7所示的开关稳压器如之前说明的那样输出稳定性较高，因此能够合适地用作负载变动较大的压缩机的电源装置。

＜其他变形例＞

另外，除上述实施方式外，在不脱离发明宗旨的范围内，可以对本发明的结构进行各种变更。

例如，在图1A和图7所示的开关稳压器中，分压电阻R1和R2、误差放大器1和基准电压源2内置于开关稳压器用IC100中，但它们也可以设在IC的外部。此外，在图1A和图7所示的开关稳压器中，NMOS晶体管Q1和电流检测用电阻Rs内置于开关稳压器用IC100中，但它们也可以设在IC的外部。

例如，图1A和图7所示的开关稳压器为使反馈控制反映流过电感器L1的电流信息的电流型开关稳压器，但也可以变形为不使反馈控制反映流过电感器L1的电流信息的电压型开关稳压器。

此外，在图1A所示的开关稳压器中，监视电路6对从误差放大器1输出的误差信号进行监视，但误差信号和电压VCC之间有相关关系，因此也可以变形为图1B所示的结构即监视电路6监视电压VCC的结构，或者图1C所示的结构即监视电路6监视电压VCC的分压的结构。此外，在图1A所示的开关稳压器中，通过电流检测用电阻Rs检测出在NMOS晶体管Q1为接通状态时流过电感器L1的电流，但也可以变形为不设置电流检测用电阻Rs的结构，对NMOS晶体管Q1的漏极-源极间电压(NMOS晶体管Q1的接通电阻引起的电压下降)进行监视的结构。

此外，在图7所示的开关稳压器中，在NMOS晶体管Q1与二极管D1之间设置用于检测流过电感器L1的电流的电流检测部(电流检测用电阻Rs)，但也可以变形为在NMOS晶体管Q1和二极管D1、电感器L1之间设置电流检测部的结构。

此外，作为图1A和图7所示的开关稳压器的用途例列举了空调机，但在洗衣机或冰箱这样的其他电气设备中也可以使用图1A和图7所示的开关稳压器。

这样，上述实施方式应该理解为在所有方面均为示例，而不是限制，本发明的技术范围并不是由上述实施方式的说明，而是由请求专利保护的范围所示的范围，应理解为包括与请求专利保护的范围均等的意思以及属于范围内的全部变更。

＜总结＞

以上说明的一方式的开关稳压器具有：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于上述整流元件的阴极电压所对应的电压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视上述误差信号；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，上述误差信号越大，使流过上述整流元件的电流越大(第1结构)。

以上说明的其他方式的开关稳压器具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于上述整流元件的阴极电压所对应的电压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视上述整流元件的阴极电压；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，上述整流元件的阴极电压越大，使流过上述整流元件的电流越大(第2结构)。

以上说明的另外的方式的开关稳压器具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备：分压部，其对上述整流元件的阴极电压进行分压；以及生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于从上述分压部输出的上述整流元件的阴极电压的分压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视从上述分压部输出的上述整流元件的阴极电压的分压；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，上述整流元件的阴极电压的分压越大，使流过上述整流元件的电流越大(第3结构)。

此外，在上述第1～第3结构中的任意结构的开关稳压器中，上述开关元件可以为NMOS晶体管(第4结构)。

此外，在上述第1～第4结构中的任意结构的开关稳压器中，可以具备为了使上述整流元件的阴极电压稳定而与上述整流元件的阴极连接的电容器(第5结构)。

此外，在上述第1～第5结构中的任意结构的开关稳压器中，上述监视部和上述电流可变部可以由输入模拟电压信号的电压－电流变换电路构成(第6结构)。

此外，在上述第1～第5结构中的任意结构的开关稳压器中，上述监视部和上述电流可变部可以由将模拟电压信号变换为数字电压信号的A/D变换器、和根据上述A/D变换器的输出改变电阻值的可变电阻部构成(第7结构)。

以上说明的一方式的电气设备具有上述第1～第7结构中的任意结构的开关稳压器(第8结构)。

以上说明的另外的方式的开关稳压器具备：开关元件；整流元件，其阳极与对输出电压进行输出的输出端子相连接；电感器，其设在上述开关元件与上述输出端子之间；以及控制部，其将上述整流元件的阴极电压用作电源电压，根据上述整流元件的阴极电压控制上述开关元件的接通/断开，其中，上述控制部具备生成误差信号的误差放大器，该误差信号对应于上述整流元件的阴极电压所对应的电压与基准电压的差值，上述开关稳压器还具备：监视部，其监视流过上述电感器的电流；以及电流可变部，其根据上述监视部的监视结果，流过上述电感器的电流越大，使流过上述整流元件的电流越大(第9结构)。

此外，在上述第9结构的开关稳压器中，上述开关元件可以为NMOS晶体管的结构(第10结构)。

此外，在上述第9结构或第10结构的开关稳压器中，可以具备为了使上述整流元件的阴极电压稳定而与上述整流元件的阴极连接的电容器(第11结构)。

此外，在上述第9～第11结构中的任意结构的开关稳压器中，该开关稳压器可以还具备检测出流过上述电感器的电流的电流检测部，上述监视部输入上述电流检测部的检测结果(第12结构)。

此外，在上述第12结构的开关稳压器中，上述电流检测部可以仅检测在上述开关元件为接通状态时流过上述电感器的电流(第13结构)。

此外，在上述第12结构的开关稳压器中，上述电流检测部可以检测在上述开关元件为接通状态时流过上述电感器的电流，以及在上述开关元件为断开状态时流过上述电感器的电流(第14结构)。

此外，在上述第12～第14结构中的任意结构的开关稳压器中，上述监视部和上述电流可变部可以由对上述电流检测部的检测结果进行平均化的平均化部、和输入从上述平均化部输出的模拟电压信号的电压－电流变换电路构成(第15结构)。

此外，在上述第12～第14结构中的任意结构的开关稳压器中，上述监视部和上述电流可变部可以由以预定采样周期对上述电流检测部的检测结果进行采样的采样部、和输入从上述采样部输出的模拟电压信号的电压－电流变换电路构成(第16结构)。

此外，在上述第12～第14结构中的任意结构的开关稳压器中，上述监视部和上述电流可变部可以由以与上述开关元件的开关周期同步的采样周期将上述电流检测部的检测结果变换为数字电压信号的A/D变换器、和根据上述A/D变换器的输出改变电阻值的可变电阻部构成(第17结构)。

以上说明的其他方式的电气设备具有上述第9～第17结构中的任意结构的开关稳压器(第18结构)。

＜产业上的可利用性＞

本发明可以利用于在所有领域(家电领域、汽车领域、工业机械领域等)中使用的开关稳压器。