一种单相AC‑DC/DC‑AC双用电路及三相AC‑DC/DC‑AC双用电路的制作方法与工艺

一种单相AC-DC/DC-AC双用电路及三相AC-DC/DC-AC双用电路技术领域本实用新型涉及整流器和逆变器领域，特别是涉及一种单相AC-DC/DC-AC双用电路及三相AC-DC/DC-AC双用电路。

背景技术：
转换效率和功率密度的提升是电力电子技术的重要挑战。提升转换效率可以降低损耗，减少热管理的难度，最终可以实现较高的功率密度。为了提升转换效率，必须在电力电气器件、拓扑和控制方面不断突破。传统的AC-DC技术方案，采用传统的带整流桥的PFC变换器和隔离的DC-DC变换器。整流桥的损耗非常大，特别是在低压满载时；因为整流桥的损耗，整个变换器的效率明显下降，并且整流桥的温升和热应力是一个重要的设计挑战。隔离式DC-DC变换器，主要是将PFC的输出调节为其它稳定的DC输出，但是需要采用隔离变压器。如此，传统的AC-DC技术方案主要缺点是效率偏低，特别是输入整流桥的损耗，在低电压输入、满载输出时，占总体损耗很大，温升和热应力成为一个主要挑战。另外，该方案只能作为AC-DC整流器，而不能用作DC-AC逆变器。

技术实现要素：
本实用新型目的在于提供一种单相或三相AC-DC/DC-AC双用电路，旨在解决传统的AC-DC技术方案效率偏低、总体损耗大，且不能作为DC-AC逆变器的问题。本实用新型提供了一种单相AC-DC/DC-AC双用电路，包括依次串联连接的PFC变换器模块、中间级保护模块、非隔离升压/降压模块以及输入输出保护模块；所述PFC变换器模块包括至少一个第一桥臂、一个第二桥臂、一个滤波电容及至少一个储能电感；所述第一桥臂、第二桥臂以及滤波电容并联连接；所述第一桥臂包括两个同向串联的主开关管，所述第二桥臂包括两个同向串联的整流管；所述储能电感一端与两个所述主开关管的串联节点连接，另一端作为第一交流端口，两个所述整流管的串联节点作为第二交流端口；所述非隔离升压/降压模块包括降压Buck电路和/或升压Boost电路；所述输入输出保护模块的两个外接端口分别作为两个直流端口；其中，所述非隔离升压/降压模块中的续流器件以及所述PFC变换器模块的主开关管为宽禁带功率开关。优选地，所述宽禁带功率开关为GaNTransistor或SiCMOSFET。优选地，所述PFC变换器模块工作在CCM模式、DCM模式和BCM模式中的其中一种或多种模式下。优选地，作为AC-DC电路时，所述双用电路还包括雷击保护模块，其包括第一功率二极管和第二功率二极管，所述第一功率二极管的阳极与所述第二功率二极管的阴极接所述储能电感一端，所述第一功率二极管的阴极接所述第一桥臂的一端，所述第二功率二极管的阳极接所述第一桥臂的另一端。优选地，所述PFC变换器模块包括两个所述第一桥臂以及两个储能电感，两个所述第一桥臂并联，两个所述储能电感一端分别与两个所述第一桥臂中的主开关管串联节点连接，两个所述储能电感另一端并接作为所述第一交流端口。优选地，所述中间级保护模块包括至少一个可控开关，所述可控开关连接在所述PFC变换器模块和所述非隔离升压/降压模块之间；所述输入输出保护模块包括至少一个开关元件，所述开关元件连接在所述非隔离升压/降压模块和正极直流端口之间。优选地，作为DC-AC电路时，所述双用电路还包括输出电容，所述输出电容连接在所述第一交流端口和第二交流端口之间。本实用新型还提供了一种三相AC-DC/DC-AC双用电路，包括依次串联连接的PFC变换器模块、中间级保护模块、非隔离升压/降压模块以及输入输出保护模块；所述PFC变换器模块包括三个第一桥臂、三个储能电感及滤波电容；所述第一桥臂和所述滤波电容并联连接；每个所述第一桥臂包括两个同向串联的主开关管，每个所述储能电感一端与两个所述主开关管的串联节点连接，另一端作为交流端口；所述非隔离升压/降压模块包括降压Buck电路和/或升压Boost电路；所述输入输出保护模块的两个外接端口分别作为两个直流端口；其中，所述非隔离升压/降压模块中的续流器件以及所述PFC变换器模块的主开关管为宽禁带功率开关。优选地，所述宽禁带功率开关为GaNTransistor或SiCMOSFET；所述PFC变换器模块工作在CCM模式、DCM模式和BCM模式中的其中一种或多种模式下。优选地，作为AC-DC电路时，所述双用电路还包括三个雷击保护模块，每个所述雷击保护模块包括第一功率二极管和第二功率二极管，所述第一功率二极管的阳极与所述第二功率二极管的阴极接相应的所述储能电感一端，所述第一功率二极管的阴极接相应的所述第一桥臂的一端，所述第二功率二极管的阳极接所述第一桥臂的另一端。本实用新型的主要优点是元器件数量少、成本低、转换效率高、功率密度高；特别是对于输出电压调节范围宽且输入输出不需要电气隔离的应用，比如家用微电网对大容量储能电池充电、大功率LED电源对LED串驱动照明等，上述优点更为明显。同时，因为宽禁带功率开关取代传统桥式整流以及非隔离式DC-DC变换，AC-DC整流器可以实现DC-AC逆变器；如果AC和电网连接，输出和高压大容量电池组连接；在AC-DC整流器模式下，电网可对负载提供直流电；在DC-AC逆变器模式下，可对电网馈电，最终实现能量的双向流动，起到削峰填谷的作用。附图说明图1为本实用新型实施例一中单相AC-DC电路的拓扑结构图；图2为本实用新型实施例二中单相DC-AC电路的拓扑结构图；图3为本实用新型实施例三中单相AC-DC电路的拓扑结构图；图4为本实用新型实施例四中单相AC-DC电路的拓扑结构图；图5为本实用新型实施例五中单相AC-DC电路的拓扑结构图；图6为本实用新型实施例六中单相AC-DC电路的拓扑结构图；图7为本实用新型实施例七中三相AC-DC电路的拓扑结构图。具体实施方式为了使本实用新型要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。实施例一：请参阅图1，本实用新型较佳实施例中单相AC-DC/DC-AC双用电路包括依次串联连接的PFC变换器模块11、中间级保护模块12、非隔离升压/降压模块13以及输入输出保护模块14。所述PFC变换器模块11包括一个第一桥臂112、一个第二桥臂114、一个滤波电容C1及一个储能电感L1；所述第一桥臂112、第二桥臂114以及滤波电容C1并联连接；所述第一桥臂112包括两个同向串联的主开关管Q1和Q2，所述第二桥臂114包括两个同向串联的整流管Q3和Q4；所述储能电感L1一端与两个所述主开关管Q1和Q2的串联节点连接，另一端作为第一交流端口113，两个所述整流管Q3和Q4的串联节点作为第二交流端口115；所述非隔离升压/降压模块13包括降压Buck电路和/或升压Boost电路等；所述输入输出保护模块14的两个外接端口分别作为两个直流端口V+和V-；其中，所述非隔离升压/降压模块13中的续流器件以及所述PFC变换器模块11的主开关管为宽禁带功率开关。作为AC-DC电路时，双用电路还包括雷击保护模块15，雷击保护模块15包括第一功率二极管D1和第二功率二极管D2，所述第一功率二极管D1的阳极与所述第二功率二极管D2的阴极接所述储能电感L1一端，所述第一功率二极管D1的阴极接所述第一桥臂112的一端，所述第二功率二极管D2的阳极接所述第一桥臂112的另一端。如此，除了传统的EMC滤波器，第一部分是雷击保护器，由两个功率二极管组成。在不同相位、不同幅值的雷击测试中，脉冲能量直接通过功率二极管D1或者D2被大电容C1吸收并钳位。PFC变换器模块11是改进型图腾柱无桥PFC变换器，采用一个储能电感，可以实现很高的功率密度，PFC变换器模块11工作在CCM(ContinuousConductionMode，连续导通模式)模式、DCM(DiscontinuousConducionMode，断续导通模式)模式和BCM(BoundaryContinuousMode，临界连续模式)模式中的其中一种或多种模式下。和传统图腾柱PFC变换器类似，第一桥臂112的主开关管Q2和Q1在工频的正半波周期和负半波周期内，分别作为Boost变换器的主开关管，先在储能电感L1储能，然后将能量释放到滤波电容C1。在储能电感L1对滤波电容C1放电的开关周期内，主开关管Q1和Q2必须在高压和低压之间高频切换。对于主开关管Q1和Q2，常规的Si工艺MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor，金氧半场效晶体管)因其体二极管反向恢复慢，结电容大，开关损耗非常大，因此无法满足要求，必须采用宽禁带功率开关，如GaNTransistor(氮化镓晶体管)开关器件或者SiCMOSFET(碳化硅金氧半场效晶体管)。这里的GaNTransistor开关器件，既可以采用级联式的，也可以采用增强型的。因为其工作频率为输入AC的工频，第二桥臂114的整流管Q3及其体二极管D3和整流管Q4及其体二极管D4可以采用传统的Si工艺MOSFET，代替传统的整流二极管，因此效率进一步提升。非隔离升压/降压模块13是非隔离变换器，这里以降压Buck变换器为例说明。开关管Q5为主开关管，续流器件Q6及其体二极管D6为续流管，电感器L2和电容器C2为输出滤波器。如果转换效率要求不高，续流管可以直接采用功率二极管。对于高压输出应用，因为续流器件Q6高频工作在高低电压之间，传统的Si工艺MOSFET因为体二极管反向恢复特性差，结电容大等缺点，必须采用宽禁带功率开关，如GaNTransistor开关器件或者SiCMOSFET，或其它类似功率开关管。对于220V的AC输入，PFC变换器模块11的输出电压一般为400Vdc，Buck变换器可以将400Vdc的输入，转换为另外一个低于400Vdc的DC输出。相对于隔离DC-DC变换器，非隔离变换器具有元器件数量少、成本低、转换效率高、功率密度高等优点。对于输出电压调节范围宽且输入输出不需要电气隔离的应用，比如家用微电网对大容量储能电池充电，以及LED驱动电源对高压LED串驱动照明等，具有明显成本优势和竞争力。保护电路包括中间级保护和输出级保护。两级保护主要是考虑在异常情况下，将PFC变换器模块11和非隔离升压/降压模块13切断，也可以将非隔离升压/降压模块13和负载切断。比如在主开关管Q5短路的情况下，及时切断中间级保护，可以保护PFC变换器；切断输出级保护，不会出现输出过电压或过电流，对人体和负载装置进行主动式有效保护。在一个实施例中，参考图1，中间级保护模块12包括至少一个可控开关，可控开关连接在所述PFC变换器模块11和所述非隔离升压/降压模块13之间；所述输入输出保护模块14包括至少一个开关元件，所述开关元件连接在所述非隔离升压/降压模块13和正极直流端口之间。优选地，中间级保护模块12包括一个MOS管，MOS的漏极和源极分别与所述PFC变换器模块11连接和所述非隔离升压/降压模块13连接；所述输入输出保护模块14包括一个保险丝，保险丝连接在所述非隔离升压/降压模块13和正极直流端口之间。在其他实施例中，S1至S4可以采用任何可断开的元器件，包括但不限于MOSFET、继电器、保险丝等。为了简化电路，中间级保护模块12和输入输出保护模块14中的S2和S4直接短路，S1采用MOSFET，S3采用保险丝。在正常工作时，S1导通，保险丝的电流应力小于其额定值，电路正常工作。如果出现输出短路，保险丝因为过电流动作且熔断，这样断开了输出负载，可以保护非隔离变换器和PFC变换器。如果续流器件Q6短路，则S1断开，切断PFC变换器和非隔离变换器。实施例二：本技术方案的另外一个优点是能量可以双向流动，可以作为DC-AC逆变器使用，请参阅图2，这里的非隔离升压/降压模块13以Boost升压变换器为例，Boost变换器将比如200Vdc至400Vdc的输入电压，升压为另外一个420Vdc的高电压。PFC变换器模块11(此时作为逆变器)可以采用SPWM(SinusoidalPulseWidthModulation，正弦脉宽调制)控制方式，将Boost变换器输出的直流电逆变为交流电输出。如果非隔离升压/降压模块13的主开关管Q1短路，输入输出保护模块14及时将输入侧和非隔离升压/降压模块13切断。如果PFC变换器模块11的主开关管Q3至Q6出现短路，中间级保护模块12可以将非隔离升压/降压模块13和输出负载断开，避免更多硬件故障和损坏。作为DC-AC电路时，所述双用电路还包括输出电容C3，所述输出电容C3连接在所述第一交流端口113和第二交流端口115之间。实施例三：请参阅图3，如果非隔离升压/降压模块13采用Boost升压型变换器，则有图3所示的技术方案。对于效率要求不高的场合，续流管Q6可以采用整流二极管，比如超快恢复整流二极管或者SiC二极管等。如果采用高压整流管，传统的Si工艺的MOSFET因其体二极管反向恢复特性差且结电容大等缺点，续流管Q6应该采用GaNTransistor开关器件或者SiCMOSFET。保护级一种简单的实现方案，可以将中间级保护模块12中的保护开关S2和输入输出保护模块14的保护开关S4短路，保护开关S1和S3采用MOSFET，或者继电器、保险丝等。在主开关管Q5出现短路故障的情况下，保护开关S1断开，切断PFC变换器模块11和非隔离升压/降压模块13，保护PFC变换器模块11。在续流管Q6短路的情况下，保护开关S3断开可以切断负载和非隔离变换器。实施例四：请参阅图4，如果非隔离升压/降压模块13采用Buck-Boost升降压变换器，则有图4所示的技术方案。图4所示技术方案的输出可以高于PFC变换器模块11的输出电压，也可以低于其输出电压。但是，开关管Q5和续流管Q6的电压应力必须超过两倍的输出电压，在高电压输出应用中，器件选择较少，且成本较高，故可均使用宽禁带功率开关。同时指出，非隔离升压/降压模块13除了上述常见的拓扑之外，还可以采用Cuk(CareUniteSkin，斩波电路)，Sepic(singleendedprimaryinductorconverter)等拓扑。实施例五：请参阅图5，PFC变换器模块11采用多相PFC变换器可以提升输出功率。PFC变换器模块11包括两个以上所述第一桥臂112以及两个以上储能电感L1-L2，两个以上的所述第一桥臂112并联，两个以上的所述储能电感L1-L2一端分别与两个以上的所述第一桥臂112中的主开关管串联节点连接，两个以上的所述储能电感L1-L2另一端并接作为所述第一交流端口113。图5以两相为例，两相PFC变换器可以直接并联工作，也可以交错工作。如果是并联工作，可以采用相位管理的方式，在轻载时关掉一相，以降低损耗，并提升效率。在两相并联工作时，每相的电流和功率不一定平衡，需要外加平衡控制电路。如果将电感器L1和L2耦合在一个磁芯上，即使驱动不完全一致，或者主开关管Q1至Q4存在开通/关断延时，因为两个绕组的耦合作用，两相的电流和功率也可以强制平衡。根据经验，电感器L1和L2耦合后，电流和功率的误差在20％以内。如果两相PFC变换器采用交错工作方式，无论驱动信号相位差别多少，除了相位管理对轻载效率的提升之外，还可以降低输入输出电流纹波，减少EMC滤波器的体积，降低滤波电容C1的电流应力。实施例六：请参阅图6，同样的，非隔离升压/降压模块13中的非隔离变换器也可以采用多相变换器，图6以两相Buck变换器为例。和图5多相PFC变换器类似，多相非隔离变换器具有输入输出纹波抑制功能；电感器L2和L3可以耦合在一起，实现被动式电流和功率平衡；通过相位管理，实现轻载效率的提升。实施例7：请参阅图7，本实用新型较佳实施例中三相AC-DC/DC-AC双用电路包括依次串联连接的PFC变换器模块11、中间级保护模块12、非隔离升压/降压模块13以及输入输出保护模块14；所述PFC变换器模块11包括三个第一桥臂112、三个储能电感L1～L3及滤波电容C1；所述第一桥臂112和所述滤波电容C1并联连接；每个所述第一桥臂112包括两个同向串联的主开关管(分别为Q1和Q2，Q3和Q4，Q5和Q6)，每个所述储能电感L1/L2/L3一端分别与两个所述主开关管Q1和Q2，Q3和Q4，以及Q5和Q6的串联节点连接，另一端作为交流端口；所述非隔离升压/降压模块13包括降压Buck电路和/或升压Boost电路；所述输入输出保护模块14的两个外接端口分别作为两个直流端口V+/V-；非隔离升压/降压模块13中的续流器件以及所述PFC变换器模块11的主开关管为宽禁带功率开关。优选地，宽禁带功率开关为GaNTransistor或SiCMOSFET；所述PFC变换器模块11工作在CCM模式、DCM模式和BCM模式中的其中一种或多种模式下。作为AC-DC电路时，所述双用电路还包括三个雷击保护模块15，以其中一个为例，雷击保护模块15包括第一功率二极管D1和第二功率二极管D2，所述第一功率二极管D1的阳极与所述第二功率二极管D2的阴极接相应的所述储能电感L1一端，所述第一功率二极管D1的阴极接相应的所述第一桥臂112的一端，所述第二功率二极管D2的阳极接所述第一桥臂112的另一端。另外，PFC变换器模块11、中间级保护模块12、非隔离升压/降压模块13以及输入输出保护模块14的其他实施方式可以参照实施例二至六，这里不再赘述。上述技术方案中，具有以下有益效果，1、图腾柱PFC变换器和非隔离变换器组合AC-DC拓扑：图腾柱PFC变换器主开关管采用GaNTransistor器件或SiCMOSFET，整流管采用高压Si工艺MOSFET，实现超高转换效率。图腾柱PFC变换器采用单个储能电感，实现超高功率密度。非隔离变换器取代隔离变换器，元器件数量少、转换效率高、功率密度高。非隔离变换器可以降压、升压、升降压，应用场所多样化。2、非隔离变换器和图腾柱PFC变换器组合DC-AC拓扑：图腾柱PFC变换器和非隔离变换器全部采用开关管而非整流二极管，可以实现AC-DC整流器和DC-AC逆变器的能量双向流动工作模式。DC-AC逆变器因为非隔离变换器可以降压、升压、升降压，具有输入电压宽的优点。DC-AC逆变具有元器件数量少、转换效率高、功率密度高等优点。3、中间级保护和输出级保护电路：在AC-DC整流器工作模式下，如果有异常情况发生，中间级保护可以有效切断PFC变换器和非隔离变换器；输出级保护可以将负载和整个变换器切断。在DC-AC逆变器工作模式下，如果有异常情况发生，输入级保护可以将高压输入和非隔离变换器切断；中间级保护可以将非隔离变换器和逆变器切断。以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。