DC‑DC转换器的制作方法

相关申请的交叉引用本申请根据35u.s.c.§120要求提交于2015年2月11日的题为“dc-dcconverter”的美国申请序列号为14/619,721的优先权，其通过引用以其整体并入本文。背景不间断电源(ups)系统和其他电力系统可包括dc-dc转换器。本文中所描述的至少一些方法和系统涉及可用在诸如ups的电源系统中的dc-dc转换器。背景讨论不间断电源用于在主电源或干线出现故障时向电气设备或负载提供备用电力。典型的负载包括计算机系统，但其它负载(诸如加热/冷却/通风系统、照明系统、网络交换机和路由器以及安全和数据中心管理系统)也可由ups供电。针对数据中心或工业使用设计的ups可为负载提供介于1kva到多mva之间的几个小时的备用电力。ups单元通常包括一个或更多个电池作为当ac主电源不可用时的电源。由电池提供的dc电力由电力转换器电路转换成ac电力，其进而被提供到负载。将ac电力转换成dc电力的电池充电器可被包括在ups中，以当ac干线可用时对电池进行充电，从而确保备用电力在需要时将是可用的。ups还可包括双向dc-dc转换器，其用于将dc总线的电压转换为充电电压，并且还可用于将dc电池电压转换为dc总线的电压。ups还可包括用于自动管理ups的操作和电力转换功能的控制单元。概述第一方面涉及转换器。转换器包括：用于接收具有输入电压值的输入电压的输入端；输出端；第一电压总线；中点；具有初级绕组(primary)和次级绕组(secondary)的第一变压器；耦合到输入端、耦合在中点和第一电压总线之间以及耦合到第一变压器的初级绕组的第一电路；耦合到第一变压器的次级绕组并耦合到输出端的输出电路；以及控制电路，其耦合到第一电路并被配置为控制第一电路以在第一变压器的初级绕组处提供ac电压，其中，控制电路被配置为使用修改的三角波形来控制第一电路的开关。转换器还可包括：第二电压总线；具有初级绕组和次级绕组的第二变压器；耦合到输入端、耦合在中点和第二电压总线之间以及耦合到第二变压器的初级绕组的第二电路，其中，第二变压器的次级绕组耦合到输出电路，以及其中，控制电路耦合到第二电路并被配置为使用修改的三角波形来控制第二电路的开关。控制电路可被配置为在再充电操作模式下控制转换器根据输出端处的dc电压生成输入端处的dc电压。在转换器中，第一电路和第二电路中的每个可包括耦合在第一电压总线和第二电压总线中的一个与中点之间的多个开关支路(leg)。在转换器中，第一变压器和第二变压器中的每个可具有一比一的匝比。在转换器中，输出端处的输出dc电压可基本上等于从第一电压总线到中点的电压的两倍，并且输出端可包括正输出端、负输出端和中点。在转换器中，多个支路中的每个可包括外部开关和内部开关，其中电容器耦合在每个内部开关的两端，并且转换器还可包括耦合到耦合在内部开关的两端的至少一个电容器的至少一个无源放电电路，其中，放电电路被配置为对电容器进行放电并降低与内部开关相关联的关断损耗。另一方面涉及电压转换方法。电压转换方法包括：在输入端接收输入dc电压，该输入dc电压具有电压值；根据输入电压在第一电压总线处产生第二电压；使用修改的三角波形来生成多个控制信号，通过使用多个控制信号中的一个控制信号来控制第一多个开关中的每个开关，来使用第一多个开关从第二电压产生第一ac电压；在第一变压器的初级绕组处提供第一ac电压；以及根据第一变压器的次级绕组处的ac电压生成输出端处的输出电压。该方法还可包括：根据输入电压在第二电压总线处产生第三电压；通过使用多个控制信号中的一个控制信号来控制第二多个开关中的每个开关，来使用第二多个开关从第三电压产生第二ac电压；在第二变压器的初级绕组处提供第二ac电压；以及根据第二变压器的次级绕组处的ac电压生成输出电压。该方法还可包括：将电池耦合到输入端并在电池处提供电压，以根据输出端处的输入电压使用第一多个开关来对电池进行充电。该方法还可包括：将第一多个开关配置为耦合在第一电压总线和中点之间的多个开关支路，以及将第二多个开关配置为耦合在第二电压总线和中点之间的多个开关支路。在该方法中，第一变压器和第二变压器中的每个可具有一比一的匝比。该方法还可包括在输出端处提供具有dc电压值的dc电压，该dc电压基本上等于从第一电压总线到中点的电压的两倍。在该方法中，输出端可包括正输出端、负输出端和中点，并且该方法还可包括：提供来自正输出端和中点的第一输出电压，以及提供从中点到负输出端的第二输出电压。在该方法中，多个支路中的每个可包括外部开关和内部开关，其中电容器耦合在每个内部开关的两端，并且该方法还可包括对每个内部开关的每个电容器进行放电，以降低与每个内部开关相关联的关断损耗。另一方面涉及转换器。转换器包括：用于接收具有输入电压值的输入电压的输入端；用于提供输出电压的输出端；具有dc总线电压值的第一电压总线；中点；具有初级绕组和次级绕组的第一变压器；耦合到输入端、耦合在中点和第一电压总线之间以及耦合到第一变压器的初级绕组的第一电路；耦合到第一变压器的次级绕组并耦合到输出端的输出电路；以及用于控制第一电路以在第一变压器的初级绕组处生成在输入电压值的范围内的三电平电压波形的装置。在转换器中，输入电压值的范围可从等于dc总线电压值的0.3倍的值扩展到等于dc总线电压值的0.7倍的值。转换器还可包括用于在再充电操作模式下操作转换器根据输出端处的dc电压生成输入端处的dc电压的装置。在转换器中，第一电路可包括耦合在第一电压总线和中点之间的多个开关支路，并且多个支路中的每个可包括外部开关和内部开关，其中电容器耦合在每个内部开关的两端，并且转换器还可包括用于对电容器进行放电和用于降低与内部开关相关联的关断损耗的装置。以下详细讨论这些示例方面和实施例的另外其它的方面、实施例和优点。此外，应当理解的是，上述信息和以下的详细描述二者都仅仅是各个方面和实施例的说明性的示例，并且旨在提供用于理解所要求保护的方面和实施例的性质和特性的概览或框架。本文中所公开的任何实施例可与任何其它实施例组合。对“实施例”、“示例”、“一些实施例”、“一些示例”、“可替代的实施例”、“各个实施例”、“一个实施例”、“至少一个实施例”、“这个和其它实施例”等的引用并不一定是相互排他的，且旨在指示结合实施例描述的特定特征、结构或特性可被包括在至少一个实施例中。本文中这样的术语的出现不一定都指同一实施例。附图简述以下参照附图对至少一个实施例的各个方面进行了讨论，附图不旨在按比例绘制。附图被包括以提供对各个方面和实施例的说明和进一步的理解，并被并入在本说明书中且构成本说明书的一部分，但并不旨在作为任何特定的实施例的限制的定义。附图连同说明书的其余部分一起用来解释所描述和所要求保护的方面和实施例的原理和操作。在附图中，在各个附图中图示的每个相同的或几乎相同的组件由相似的数字来表示。为了清楚起见，并非每个组件都可在每个附图中被标记。在附图中：图1是根据一个实施例的不间断电源(ups)系统的框图；图2是根据一个实施例的dc-dc转换器的示意图；图3a和图3b示出了图2的dc-dc转换器中的控制信号的时序图以及得到的电压波形和电流波形的时序图；图4示出了根据一个实施例的用于生成dc-dc转换器的控制信号的波形；图5是根据一个实施例的用于生成控制信号的逻辑电路的示意图；图6示出了根据一个实施例的在dc-dc转换器中的控制信号的波形以及得到的电压和电流的波形；图7a是根据一个实施例的用于生成控制信号的逻辑电路的示意图；图7b示出了根据一个实施例的dc-dc转换器中的电流波形；图8是根据一个实施例的dc-dc转换器的示意图；图9示出了根据一个实施例的dc-dc转换器中的电压和电流的波形；图10是根据一个实施例的dc-dc转换器的示意图；图11a、图11b、图11c、图11d、图11e和图11f是根据本发明的实施例的用在dc-dc转换器中的次级电路的实施例的示意图。详细描述本文所讨论的方法和系统的示例并不将其应用限于下面描述中阐述的或者在附图中示出的组件的结构以及布置的细节。方法和系统能够在其它实施例中体现且能够以各种方式被实践或执行。特定实施例的例子在本文仅为了例证性目的而提供且并不旨在为限制性的。具体来说，结合任何一个或者更多个示例论述的动作、组件、元件以及特征不旨在排除任何其他的示例中的类似作用。另外，本文所用的措辞和术语是出于描述的目的，不应视为具有限制性。对于本文中以单数提及的系统和方法的示例、实施例、组件、元件或者动作的任何引用也可以包含包括复数的实施例，并且对于本文的任何实施例、组件、元件或者动作的复数的任何引用也可以包含仅包括单数的实施例。单数形式或者复数形式的引用并不旨在限制当前公开的系统或者方法、它们的组件、动作或者元件。本文使用“包括(including)”、“包括(comprising)”、“具有”、“包含”、“涉及”及其变型旨在包括其后列举的项目和其等价物以及额外的项目。对“或”的引用可解释为包括一切的，使得使用“或”所描述的任何术语可以指示所描述的术语的单个、多于一个以及全部中的任何一种。另外，在本文件和通过引用并入本文的文件之间术语用法不一致的情况下，在并入的参考文件中的术语用法作为对本文件中的术语用法的补充；对于不可协调的不一致，以本文件中的术语用法为准。在至少一些实施例中，包括以下参照图1所描述的那些实施例，提供了具有级联多电平架构的ups。使用该架构，可在不使用高压组件的情况下提供具有(大于1kv的相间的)高输出电压的ups。本文中所公开的至少一些逆变器和ups可提供2.3至6.6kv的范围内的输出电压。在不使用级联多电平技术的情况下，具有这样的高输出电压的单级逆变器通常将需要非常高额定电压的组件，这样的组件是罕见且昂贵的(诸如，额定值几kv的igbt)。使用级联多电平架构，几个逆变器可串联连接，以提供总的高输出电压，同时使用更常见、更便宜的具有1200v额定值的igbt。图1提供了根据至少一个实施例的离线式ups100的功能框图。ups100具有ac输入端102、ac输出端104，其中静态开关106在ac输入端和ac输出端之间。ups100还包括电池112、dc/dc转换器114、h桥模块116和控制器118。控制器耦合到dc/dc功率模块和h桥模块中的每个，虽然图1中未示出，但控制器还耦合到静态开关。如以下进一步详细描述的，控制器控制ups100的操作。每个dc/dc转换器114耦合在电池112和h桥模块116中的相关联的一个之间。每个h桥模块还耦合到ac输出端。图1中所示出的ups100具有三个dc/dc转换器114和三个h桥模块116。在其他实施例中，根据ups100所需的总功率和电压，可能存在更多或更少的dc/dc转换器和h桥模块。此外，电池112被示出为耦合在一起的两个独立的电池。在其它实施例中，更多或更少的电池可被包括在一个电池模块内，电池串联和/或并联耦合以提供所需的电池输出电压电平。如现在将要描述的，ups100可在两种操作模式(正常模式或备用模式)中的一种下操作。在正常操作模式下，静态开关106闭合以将输入端102处的ac电力提供给输出端104，从而向负载提供电力。另外在正常操作模式下，向串联连接的h桥模块116提供输入ac电力。每个h桥模块对ac电力进行整流，并向dc/dc转换器114中的一个提供dc电力。在控制器118的控制下，每个dc/dc转换器向电池112提供经调节的dc电压，以对电池112进行充电。控制器118可以是数字控制器，例如，数字信号处理器、复杂可编程逻辑控制器、微控制器或其它适当的数字平台。在另一实施例中，控制器118可以是模拟控制器，诸如磁滞电流控制器。在又一实施例中，控制器118可以是数字控制器和模拟控制器的组合。备用操作模式发生在输入端处的ac电力不可用或存在ac电力可用但不具有令人满意的质量的暂时低压(brown-out)状况时。在备用操作模式中，输出端104处的ac电力从由电池112提供的dc电力获得。dc/dc转换器从电池接收dc电力，并在dc/dc转换器的输出端处提供输出dc电压。每个dc转换器使用一个或更多个变压器在其输入端和其输出端之间提供电流隔离。h桥模块在备用操作模式下作为逆变器操作，并从dc/dc转换器接收dc电压，以及向ups的输出端提供经调节的ac电力。具有ups100的拓扑结构的ups通常是已知的。在以前的ups中，通常难以获得允许通过同一转换器进行放电和充电的组合电池的有成本效益的双向性能。此外，在已知的该类型的ups中，高损耗可能会由于三重转换传动系统(tripleconversionpowertrain)的使用而引起，该三重转换传动系统包括第一dc/ac转换、中频变压器、整流器级和最终的50/60hz逆变器。如以下将进一步详细描述的，本文中所公开的ups的至少一些实施例克服了与典型的级联多电平离线ups相关联的问题。更具体地，至少一些实施例提供了用在离线ups和其它电力系统中的改进的dc/dc转换器。图2提供了示出根据一个实施例的隔离式dc/dc转换器200的示意图。dc-dc转换器200是双向dc-dc转换器，并且可在ups100中用作转换器114。dc-dc转换器200被示出为耦合到图1的电池112。dc-dc转换器包括dc-ac部分202和ac-dc部分204。dc-ac部分使用一对变压器206和208耦合到ac-dc部分，每个变压器具有耦合到dc-ac转换器210的初级侧和耦合到ac-dc转换器204的次级侧。变压器206和208的次级侧串联耦合。dc-dc转换器200具有分割总线架构，并且包括正总线210、负总线212和中点214。两个半桥开关支路耦合在分割总线架构的正侧的两端，并且两个半桥开关支路耦合在分割总线架构的负侧的两端。第一正半桥包括耦合在正总线210和中点212之间的两个串联耦合的晶体管216和218。第二正半桥包括耦合在正总线210和中点212之间的两个串联耦合的晶体管220和222。第一正半桥的晶体管216和218之间的中点217通过电感器232耦合到电池112的正侧。第二正半桥的晶体管220和222之间的中点221通过电感器234耦合到电池112的正测。中点217还耦合到变压器206的初级绕组的第一侧，并且中点221还通过电容器240耦合到变压器206的初级绕组的第二侧。第一负半桥的晶体管224和226之间的中点225通过电感器238耦合到电池112的负侧。第二负半桥的晶体管228和230之间的中点229通过电感器236耦合到电池112的负侧。中点225还耦合到变压器208的初级绕组的第一侧，并且中点229还通过电容器242耦合到变压器208的初级绕组的第二侧。dc-dc转换器200还包括电容器244、246、248和250。电容器244耦合在电池112的正侧和中点214之间。电容器246耦合在电池112的负侧和中点214之间。电容器248耦合在正总线210和中点214之间，并且电容器250耦合在负总线212和中点214之间。dc-dc转换器200的ac至dc部分204包括四个晶体管252、254、256和258、输出电容器260和隔直电容器(dcblockingcapacitor)262。晶体管被耦合为h桥，以在dc-dc转换器200的放电模式下根据变压器206和208两端的ac电压生成电容器260两端的输出dc电压，并在dc-dc转换器200的再充电模式下根据电容器260两端的dc电压生成变压器206和208两端的ac电压。在一个实施例中，晶体管252、254、256和258仅在dc-dc转换器的再充电模式下接通，并且在放电模式下，晶体管不受控，而是晶体管中的嵌入式二极管用作无源整流器。在一个实施例中，由于典型的电池额定再充电能力，dc-dc转换器的放电操作模式是比再充电操作模式功率更高的操作模式。在放电模式下作为无源整流器的h桥的操作降低了对晶体管的散热片的需求，因为在放电模式下没有晶体管传导或开关损耗。在不使用再充电模式的双向转换器的另一实施例中，ac-dc转换器204的晶体管252、254、256和258被二极管代替。在图2中所示的实施例中，分割dc总线的使用降低了半桥开关支路的每个支路两端的电压应力。在其中电池电压为480v的一个实施例中，正总线相对于中点的电压为+370v，以及负总线相对于中点的电压为-370v。在不使用分割总线架构的情况下，初级侧开关通常将需要1200v的igbt，然而，使用分割总线允许使用600v或650v的igbt，降低了成本和开关损耗。上述的dc-dc转换器200包括两个变压器206和208。在一个实施例中，这些变压器中的每个基本上相同，并且各自具有1:1的匝比。变压器206的初级绕组耦合在两个正支路之间，并且变压器208的初级绕组耦合在两个负支路之间。电容器240被包括在变压器206的初级路径中，并且电容器242被包括在变压器208的初级路径中。变压器206和208的次级绕组串联耦合并与电容器262串联耦合。正半桥电路和负半桥电路中的每个被配置为具有耦合在能量存储设备的端子和支路的中点之间的电感器(232、234、236、238)的升压转换器支路。每个支路的两个开关由互补的脉冲宽度调制(pwm)信号控制，使得一个开关接通，而另一开关断开。在一个实施例中，为了安全操作，两个互补的pwm信号被小的死区时间(dead-time)分隔，以确保开关不是同时接通。在一个实施例中，死区时间等于几微秒，然而在其他实施例中，死区时间可以不同。在图2的转换器200的操作期间，可假定电压的分割使得电池电压的一半将出现在电容器244和246中的每个的两端。来自控制器的pwm信号用于控制支路的开关，以保持电容器248两端的电压v总线+和电容器250两端的电压v总线-恒定，而不管输入的电池电压和负载变化。在一个实施例中，在使用具有1:1的匝比的变压器和在次级侧上进行无源二极管整流的情况下，作为节点v输出+和v输出-之间的电压差的输出电压v输出+几乎等于作为v总线+和v总线-之间的电压差的v总线+，除了由半导体和变压器的阻抗引起的较小的电压降。由于v总线和v输出之间的强连接，对转换器的控制可通过监测初级侧、次级侧或初级侧和次级侧两者的某组合来实现。在一个实施例中，转换器200的输出电压用于控制转换器的操作。在该实施例中，基于输出电压的反馈信号被提供给控制器以控制pwm信号。另外，在该实施例中，提供了用于反馈信号的电流隔离以保持初级绕组和次级绕组之间的隔离。在其他实施例中，输出电流和/或输出电压可用于监测转换器的操作，并生成一个或更多个反馈信号。在一个实施例中，初级侧总线电压被保持在740v(+/-370)，以在空载时提供740v的输出电压并在满载时提供约720v的输出电压。在一些常规的dc/dc转换器中，给变压器馈电的支路以50％的占空比进行切换，使得获得绕组两端的对称波形。在本文中所公开的至少一些实施例中，开关的占空比不固定在50％，而是根据来自能量存储设备的输入电压而变化。对于升压转换器，升压开关的占空比d在输入电压和输出电压之间具有以下关系：d升压＝1-(v输入/v输出)。对于图2中所示的转换器，以上的占空比公式对于最接近dc总线中点定位的开关218、222、226、228将是有效的，因为这些开关可被认为是“升压开关”。因此，由于互补控制方法，剩余开关的占空比将具有1-d升压的占空比，除了任何“死区时间”之外。因此，对于至少一个实施例，八个开关的占空比将如下：d218,d222,d226,d230＝1-(v电池/v总线)d216,d220,d224,d228＝v电池/v总线在一些实施例中，当占空比保持相对接近0.5(50％)时，可获得转换器的最佳性能。在与具有非常宽的电压范围的能量存储源一起使用的实施例中，最小/最大占空比的比率大，并且最小占空比和最大占空比应对称地置于0.5左右。在一个实施例中，输入电压(电池电压)的范围被选择为总线电压的30％至70％。这导致占空比的范围从0.30到0.70，如表1所示。表1：输入电压总线电压d218，d222，d226，d230d216，d220，d224，d228222v740v0.700.30370v740v0.500.50518v740v0.300.70对于经典的h桥dc/dc转换器，向变压器馈电的两个支路通常以简单的反相位(180度的相移)进行切换。在本文中所讨论的转换器的至少一些实施例中，控制方案与根据占空比变化的相移一起使用。现在将对这个控制方案进行描述。使用180度的恒定相移的控制方案使用如图3a所示的控制信号，并产生图3a中所示的变压器电压(忽略串联电容器两端的电压)。更具体地，图3a示出了在三种输入电压条件v输入＝0.3×v总线、v输入＝0.5×v总线和v输入＝0.7×v总线下的用于转换器的正支路中的每个正支路的控制脉冲302、304、306、308、310和312。图3a还示出了在三种输入电压条件下的正变压器的电压波形314、316和318。如图所示，当占空比为0.5时，变压器两端的电压波形从2电平波形变为处于高输入电压和低输入电压下的3电平波形(在周期的部分为零伏特)。这影响了与初级绕组和次级绕组串联耦合的串联电容器的尺寸(最佳值)。这些电容器的主要目的是通过创建串联谐振槽来消除由变压器的漏感(杂散电感)引起的电压降。在本文中所描述的具有变化的占空比的实施例中使用的至少一种控制方法中，谐振频率不被直接选择为开关频率，而是略有增加，使得谐振振荡的半个周期在开关周期的一部分内完成，其中电压实际上存在于绕组的两端。以这种方式调谐谐振频率对于图3a中所示的三种变压器电压中的任何一种实现了几乎恒定的输出电压，而直接对pwm频率的谐振的常规调谐将使输出电压随着变压器电压波形而显著变化。在至少一个实施例中，最佳谐振频率f谐振使用以下方程来确定。f谐振(最佳)＝fpwm*0.5/d最小在以上的方程中，d最小是最低使用的占空比，如上所述，其在至少一些实施例中为0.3。谐振频率f谐振可使用以下方程来确定。f谐振＝1/(2*π*√(l谐振xc谐振))在以上的方程中，l谐振等于(在如图2中所示的串联的两个变压器的情况下)从次级绕组看到的一个变压器的漏感的两倍，并且c谐振等效于电容器240、242和262的串联连接。在另一实施例中，变压器的初级侧和次级侧二者上的串联电容器仅由初级侧或次级侧上的串联电容代替。除了用于调谐谐振频率之外，电容器还起到避免dc电流通过变压器绕组(这可能会导致磁芯饱和)的第二目的。当使用无间隙的高磁导率磁芯(诸如，铁氧体)时，该第二目的更为关键。在不使用串联电容器的情况下，变压器dc电流可能会由于初级侧开关或次级侧开关的不准确的定时(占空比的小差异)而出现。在一个实施例中，转换器200的开关频率被选择为16khz，尽管可使用其它频率。在该实施例中，串联电容器被调谐以匹配降到0.3的占空比范围，其使用以上公式得出26.7khz的谐振频率。图3b示出了三种不同的输入电压的电压波形320、322和324，并且还在图3b中示出了相应的变压器电流波形326、328和330。如图3b所示，在谐振频率被调谐为高于开关频率的情况下，当输入电压等于总线电压的一半时，在非零电压波形的一部分期间存在电力传输，以及在非零电压波形的一部分期间不存在电力传输。在以下所描述的一些实施例中不使用附加控制的情况下，这将导致更高的变压器均方根电流，因为有效占空比较小。在不使用以下所描述的控制方法的情况下，这可能需要使用较大的变压器。在这些控制方法中，变压器的va额定值(伏安乘积)可以与其中谐振频率等于开关频率的典型设计大致相同。变压器的va额定值与其物理尺寸、重量和成本有关。在现在将要进行描述的至少一些实施例中，变压器的显著降低的电压波形和恒定的电流波形可在整个输入电压范围内实现。更具体地，如上参照图3b所描述的，控制方法改变电压波形以表现为对于任何输入电压具有相同的振幅和占空比的3电平波形，而不是具有在d＝0.5处的2电平波形。在这些实施例中，在d＝0.5处的变压器电压波形322的部分(图3b中示为暗阴影)被减少或甚至消除。在至少一个实施例中，使用控制方法将平均电压(或伏秒面积)降低0.6至0.8倍。在变压器中，平均电压(而不是均方根电压)决定了变压器磁芯的峰值磁通密度，因此在很大程度上确定了磁芯损耗。实际的变压器电压波形(例如，3电平对2电平)影响电压和磁通量的谐波含量，但对于磁芯损耗不起太显著的作用。当以16khz操作铁氧体磁芯时，变压器的最终磁芯体积可基于到饱和峰值磁通水平所需的余量而不是每体积的特定磁芯损耗来确定，只要磁芯损耗从热和效率观点来看是可接受的。因此，使用本文中所描述的方法，转换器200中的变压器的变压器va额定值(基于电流的均方根值和电压的平均值)相比于现有技术设计可被改变，导致变压器更小且成本更低。在典型的转换器设计中，三角波形或梯形波形与输出电流或电压反馈信号结合使用，以提供对转换器中的开关的pwm控制。在本文中所描述的至少一些实施例中，更复杂的载波波形代替三角波形或梯形波形用在转换器的控制器中，以生成用于转换器200的开关的控制信号。典型的pwm调制方法使用比较器，该比较器具有接收三角波形或梯形波形的一个输入端和接收来自电压或电流控制回路的信号的其他输入端。比较器的输出端用于产生pwm控制信号。在一个实施例中，当占空比d＝0.5时，修改的载波波形提供转换器的两个支路的相移，产生了3电平电压波形。当占空比d接近所选择的最小值或最大值(其在本文中所描述的至少一些实施例中等于0.3或0.7)时，相移逐渐降低到零。图4示出了在完整周期内的所提出的载波波形402和404(给同一变压器馈电的两个支路的单独波形)的曲线图400。曲线图示出了相对振幅对相位。在一个实施例中，可稍微修改波形以提供死区，从而确保两个支路不同时接通。波形402和404在一些方面中与常规的三角pwm波形类似，但在波形的部分上被修改为具有无限斜率的区域406和其中斜率为三角波形的斜率的一半的区域408。波形402和404可由起到相同目的的类似的修改波形代替。波形402和404在本文中被称为修改的三角波形，以指示该波形在整个周期内不遵循三角形状。图5示出了用于为诸如转换器200的转换器产生pwm控制信号的控制方案的控制电路500的简化框图。控制方案使用一对比较器502和504以及一对反相器506和508来产生用于转换器200的开关218、220、222、224、226、228、230的pwm控制信号。比较器502和504将具有波形402和404的信号与转换器200的调节器电路输出进行比较。比较器提供输出控制信号，其被提供给转换器200的开关，或者在被提供给开关之前使用反相器506和508进行反相。图6是一系列曲线图602、604、606、608和610，其示出了在如以上参照图3a所讨论的相同的三种输入电压条件v输入＝0.3×v总线、v输入＝0.5×v总线和v输入＝0.7×v总线下的转换器200的控制信号和变压器电压以及变压器电流之间的相对时序。相同的控制信号以及得到的电压波形和电流波形适用于变压器206和208中的每个。曲线图602示出了以上参照图4所讨论的波形402和404。曲线图604和606示出了使用图5的控制方案为转换器200的支路生成的控制信号。曲线图608示出了变压器电压，以及曲线图610示出了变压器电流610。如图6所示，使用波形402和404对于所示出的所有三种输入电压条件产生具有3电平波形的变压器电压。在至少一些实施例中，使用波形402和404导致不具有如通常在使用三角波形的传统转换器中提供的转换器支路的精确的180度交错。为了防止由于不具有精确的交错而导致转换器200的输入端处的纹波电流增加，在一些实施例中电容器244和246的尺寸增加。通过降低变压器206和208的va额定值，增加这些电容器的值的成本和尺寸考虑相比于可通过现有转换器接收的增益是较小的。在至少一些实施例中，如上所述，转换器200的四个支路以平衡的对称模式操作，使得当转换器200的一个节点在正方向上切换时，另一节点同时在相反方向上切换。这种操作模式降低了由于变压器中的耦合电容引起的从变压器206和208的初级绕组到次级绕组的共模电压耦合。在至少一些实施例中，使用具有一比一的匝比的变压器提供了额外的优点。特别地，由于一比一的匝比，可使用简单的同轴型变压器。同轴型变压器以相对低的电容耦合提供良好的磁耦合，并且同轴变压器可被相对容易地设计以承受高的操作电压和瞬态电压。在图2中所示的实施例中，转换器200的双向操作通过在次级侧上使用开关252、254、256和258而不仅仅是二极管来获得。在一个实施例中，用于这些开关的控制信号使用图7中所示的控制电路700来生成。控制电路700包括以上参照图5所讨论的控制电路500，并且包括两个附加的与(and)门702和704，每个与门被配置为从控制电路500的输出端接收四个控制信号中的两个控制信号。门702和704的输出提供了用于开关252、254、256和258的控制信号。以所示方式使用控制信号以及使用变压器的一比一比率，导致初级侧和次级侧的dc总线(分别为v总线和v输出)对于任何方向的功率流都“锁定”到大约相同的电压(在几个百分点内)。在转换器200的反向操作模式(电池再充电)中，第一控制回路将固定电压保持为v输出，使得次级侧可被认为是理想的电压源。近似地相同的电压将被“镜像”到初级侧，使得转换器200的支路可作为降压转换器工作并将能量传递回到电池。在一个实施例中，开关252、254、256和258使用1200v的igbt来实现。尽管igbt通常不太适于以在一些实施例中所使用的16khz的频率进行切换，但这些开关在零电流切换(zcs)下操作，使得开关损耗被显著降低或甚至可忽略。在反向操作模式下，在开关252、254、256和258的次级侧续流二极管中没有电流。当通过变压器的瞬时功率流被严格保持为单向(例如，从电池朝向输出端)时，获得转换器200的最高可能效率。为了实现这一点，对于变压器电压的给定瞬时极性，电流应决不该改变为相反的极性，因为这引起不需要的反向功率流，其需要更多的“前向”功率流来补偿它。当在次级侧上引入开关(而不仅仅是二极管)并通过图7a的简单方案来控制它们时，如果谐振的半个周期变得短于次级开关的通态时间(on-statetime)，则在每个开关周期内存在小部分的反向功率流的潜在风险。在一个实施例中，为了防止这种情况发生，转换器的一些开关根据期望的功率流方向被禁用。在该实施例中，在电池放电模式期间，开关252、254、256和258被禁用，并且在电池再充电模式期间，开关218、222、226和230被禁用。在再充电模式下，在开关被禁用的情况下，剩余的开关作为降压转换器操作，以给电池充电。在图2的转换器200中，在电池放电模式期间，通过八个初级侧开关及其相关联的续流二极管的电流是通过电感器232、234、236和238的“输入”电流和到变压器206和208的“输出”电流的结果。通过初级侧开关及其续流二极管得到的电流波形是复杂的。图7b示出了转换器200的一个初级支路中的典型电流波形。波形包括电感器232的电流波形706、变压器206的电流波形708、开关216的电流波形710、跨开关216的二极管的电流波形712、开关226的电流波形714、以及跨开关226的二极管的电流波形716。由于变压器电流与升压电感器电流相比将具有不同的时序，因此支路之间的电流将略有不同。在转换器200中，对于所有四个初级侧支路，并且在高功率放电模式下，主要损耗是在最接近中点的开关218、222、226和230中。跨这些开关的续流二极管在放电模式下不承载电流，因此没有损耗。“外部”开关216、220、224和228及其相关联的二极管承载比开关218、222、226和230少得多的电流，因为没有进入到dc总线中或来自dc总线的净电力输送。此外，在“外部”开关216、220、224和228中没有开关损耗。因此，在放电模式下唯一的开关损耗(除了“外部”二极管的一些较小的恢复损耗)是在“内部”开关218、222、226和230中。这些损耗的主要部分是关断损耗，因为大多数的igbt每安培具有比e接通多的e断开。另外，关断损耗大于接通损耗，因为关断电流通常将由于电感器纹波电流而是接通电流的1.5至2倍。在一些实施例中，这将导致关断损耗比接通损耗高3-4倍。以上所讨论的关断损耗通过使用添加的无源电路来降低这些损耗的改进的实施例来解决。转换器的改进实施例中的损耗的降低减少了转换器的冷却约束，允许或使用更小的散热片和/或风扇，并且可允许减小电池尺寸并允许对于在安装地点处的通风或冷却的更简单的要求。图8示出了类似于转换器200但具有用于提供降低损耗的添加的电路的转换器800。在转换器800中，与转换器200共有的组件以相同的参考数字进行标记。添加的组件包括四组二极管/电容器夹，其包括电容器802、804、806和808以及跨四个“内部”开关218、222、226和230放置的二极管803、805、807和809、以及两个辅助电路810和812。辅助电路810包括二极管814、816、818和820、电容器822和变压器824。二极管814具有耦合在电容器802和开关218的二极管之间的一端，并且二极管814的另一端耦合到变压器824的初级绕组的第一侧。二极管820具有耦合在电容器804和开关222的二极管之间的一端，并且二极管814的另一端通过电容器822耦合到变压器824的初级绕组的第二端。二极管816耦合在变压器824的初级绕组的第一侧和总线210之间。二极管818通过电容器822耦合在变压器824的初级绕组的第二侧和总线210之间。变压器824的次级绕组与变压器206的初级绕组串联耦合。辅助电路812包括二极管826、828、830和832、电容器834和变压器836。二极管826具有耦合在电容器806和开关226的二极管之间的一端，并且二极管826的另一端耦合到变压器836的初级绕组的第一侧。二极管832具有耦合在电容器808和开关230的二极管之间的一端，并且二极管826的另一端通过电容器834耦合到变压器836的初级绕组的第二侧。二极管828耦合在变压器836的初级绕组的第一侧和总线212之间。二极管830通过电容器834耦合在变压器836的初级绕组的第二侧和总线212之间。变压器836的次级绕组与变压器208的初级绕组串联耦合。在转换器800中，所获得的关断损耗的降低取决于电容器802、804、806和808对关断电流所选择的电容器尺寸。在一个实施例中，对电容器802、804、806和808设定尺寸以对于600v的igbt将dv/dt从具有6-10kv/us的转换器200的典型值降为转换器800中的1到1.5kv/us的值。电容器和辅助电路被实现为尽可能的低电感，并且在一个实施例中，被安装为非常靠近开关218、222、226和230以降低电路的电感。在转换器800的操作中，当开关218、222、226和230中的一个断开时，相关联的钳位电容器(电容器802、804、806和808中的一个)从≈0v充电到v总线/2。电容器802、804、806和808中的每个的回到零伏特的放电由变压器824和836中的一个无源驱动。在变压器电流的一个极性期间，四个钳位电容器中的两个放电，并且在变压器电流的相反极性期间，另外两个钳位电容器放电。串联电容器822和834消除了由与变压器电流的时序相比支路的开关模式之间的时序差引起的电流变压器824和836的次级侧上的某种电压不平衡。在一个实施例中，电容器822和834比钳位电容器802、804、806和808的值至少大一个数量级。在一个实施例中，电流变压器824和836使用适于转换器800的工作频率(在一个实施例中为16khz)的磁芯材料，诸如铁氧体。在至少一个实施例中，它们的匝比(或次级绕组的匝数)基于以下设计权衡来确定。使用低匝比从电流变压器824和836生成更高的次级侧电流，允许它们即使在低负载条件下也能够使钳位电路完全复位(放电)。然而，低匝比导致初级电路中的插入电压降更高并导致电流变压器824和836的va尺寸更大。在一个实施例中，匝比被设置为尽可能高，并且在一个实施例中为1:50，当转换器负载接近100％(例如，对于负载>80％)时允许电容器802、804、806和808的完全放电。在图9中示出了转换器800中的钳位电容器802和804两端的得到的电压波形904和908，以及相应的开关218和222两端的电压波形902和906，以及变压器206的电流波形。类似的电压波形将在转换器800的负侧上产生分量。在上述转换器200和800中，使用了两个变压器206和208。在其他实施例中，两个变压器可由具有两个初级绕组和单个次级绕组的单个变压器代替。此外，在另一实施例中，变压器206和208的每个初级绕组可耦合在一个正支路和一个负支路之间，而不是耦合在两个正支路或两个负支路之间。此外，为了用在其他输入电压和输出电压上，变压器206和208可具有除1:1之外的匝比。在一个实施例中，以上所讨论的转换器800的拓扑结构由图10中所示的转换器1000代替。转换器1000类似于转换器800，并且类似的组件以相同的参考数字来标记。转换器1000与转换器800的不同之处在于它不包括分割dc总线，而是只包括转换器800中的耦合在电池的正侧和负侧之间的正部分。在转换器1000中，可使用比转换器800中的电池低的电压电池，或者如果使用相同的电池电压，则可使用更高电压的开关。转换器1000包括转换器800的辅助电路中的一个辅助电路和钳位电容器中的两个。在另一实施例中，可提供类似于转换器1000但不包括钳位电容器和辅助电路的转换器。在图11a、图11b、图11c、图11d、图11e和图11f中所示的多个不同实施例中，以上所讨论的转换器的次级侧可由其他次级电路代替。图11a示出了在次级侧上提供分割dc总线的次级电路1100。次级电路1100除了谐振电容器262之外包括转换器200的次级电路204的所有组件，并且次级电路1100的组件使用与次级电路204相同的参考数字来标记。次级电路1100包括与电容器260串联耦合以产生输出dc总线的中点的附加电容器1102。中点也耦合到两个变压器206和208之间的中点。次级电路204的谐振电容器262在次级电路1100中由两个谐振电容器1104和1106代替。图11b示出了可以用于代替次级电路204的次级电路1120。次级电路1120类似于次级电路204，并且次级电路1120的相同组件用与次级电路204中相同的参考数字来标记。在次级电路1120中，变压器206和209并联耦合，并且次级电路1120仅包括具有晶体管252和254的一个输出支路。在次级电路1120中，次级电路204的谐振电容器262由两个谐振电容器1122和1124代替。图11c示出了可以用于代替次级电路204以在输出端提供分割dc总线的次级电路1130。在次级电路1120中，变压器206和209并联耦合，并且次级电路1120仅包括具有晶体管252和254的一个输出支路。次级电路1130包括与电容器260串联耦合以产生输出dc总线的中点的附加电容器1132。中点也通过谐振电容器262耦合到两个变压器206和208之间的中点。图11d、图11e和图11f示出了在输出端处生成比次级电路204的电压高两倍的电压的次级电路1140、1150和1160的三个实施例。提供两倍输出电压的能力允许在诸如不间断电源的电力系统中串联地需要更少的采用这些次级电路的转换器。次级电路1140在次级侧上提供分割dc总线。次级电路1140包括转换器200的次级电路204的所有组件，并且次级电路1140的组件使用与次级电路204相同的参考数字来标记。次级电路1140包括与电容器260串联耦合以产生输出dc总线的中点的附加电容器1142。中点也耦合到晶体管254和256之间的中点。图11e示出了可用于代替次级电路204的次级电路1150。次级电路1150类似于次级电路204，并且次级电路1150的相同组件用与次级电路204中相同的参考数字来标记。次级电路1150仅包括具有晶体管252和254的一个输出支路。在次级电路1150中，次级电路204的谐振电容器262由两个谐振电容器1152和1154代替。图11f示出了类似于次级电路1150的次级电路1160，并且相同的组件以相同的参考数字来标记。次级电路1160与次级电路1150的不同之处在于，次级电路1160配置有分割dc总线，并且仅包括一个谐振电容器262。在电路1160中，电容器260由两个电容器1162和1164代替。根据本公开在本文中所描述的各个方面和功能可被实施为硬件、软件、固件或它们的任意组合。可在方法、动作、系统、系统元件和组件内使用各种硬件、软件或固件配置来实现根据本公开的方面。此外，根据本公开的方面可被实现为特别编程的硬件或软件。可在ups例如具有dc电池作为备用电源的ups内实现任何前述实施例。ups可被配置成为任何数量的功率消耗设备诸如计算机、服务器、网络路由器、空气调节单元、照明、安全系统或需要不间断电源的其它设备和系统提供备用功率。ups可包含或耦合到控制器或控制单元，以控制包括本文中所描述的任何转换器的ups的操作。例如，控制器可向每个开关设备提供脉冲宽度调制(pwm)信号，以用于控制电力转换功能。通常，控制器控制ups和转换器的操作，使得它们在来自ac电源的电力可用时从ac电源给电池充电，并在ac电源不可用时或在暂时低压状况期间逆变来自电池的dc电力。控制器可包括硬件、软件、固件、处理器、存储器、输入/输出接口、数据总线和/或在任何组合中的可用于执行控制器的相应功能的其它元件。在以上所描述的实施例中，电池用作备用电源。在其它实施例中，可使用其它ac或dc备用源和设备，包括燃料电池、光伏电池、dc微型燃气轮机、电容器、交流ac电源、任何其它适当的电源或其任何组合。在利用电池作为备用电源的本发明的实施例中，电池可由并联或串联耦合的单体电池的多个电池组成。在前述实施例中的一个或更多个实施例中，开关设备可以是以受控方式(例如通过使用控制信号)传导电流的任何电子或机电设备，并可隔离传导路径。各种开关设备和其它电子设备在附图中的表示是示例性的，且并没有被规定为限制性的，因为本领域中的技术人员将认识到，可使用设备的各种类型、布置和配置来得到类似或相同的功能。例如，开关设备中的一个或更多个可包含一个或更多个反向并联二极管，或这样的二极管可与开关设备分离。如上面指示的，在一些实施例中，开关设备包括整流器，例如可用控制信号的应用开启和关掉的受控整流器(例如scr、晶闸管等)。此外，其它设备例如电阻器、电容器、电感器、电池、电源、负载、变压器、继电器、二极管等可被包括在单个设备中或在多个所连接的设备中。在以上所描述的实施例中，描述了与不间断电源一起使用的转换器电路，尽管应认识到的是，本文中所描述的电路可与其它类型的电源和电力系统一起使用。本发明的实施例可与具有各种输入和输出电压的不间断电源一起使用，并可在单相或多相不间断电源中被使用。在这样描述了至少一个示例的几个方面后，应认识到，本领域中的技术人员将容易想到各种变更、修改和改进。这样的变更、修改和改进被规定为本公开的一部分，并被规定为在本文讨论的示例的范围内。因此，前文的描述和附图仅仅是示例性的。当前第1页12