本发明大体上涉及功率调节，且更特定来说，涉及升压dc-dc切换转换器的功率调节。
dc-dc切换转换器通常向操作电路(例如半导体装置中的集成电路)提供经调节功率。这些集成电路通常需要在操作期间提供特定参数内的功率。提供此功率可能面临许多复杂问题。举例来说，包含集成电路的半导体芯片可能具有不同部分，所述不同部分在相同或不同时间需要功率，不同部分可能需要不同参数内的功率，并且一些部分可能在不同时间利用不同的功率量。更复杂的是，一些装置可能由具有相对较小容量的电池供电，而装置本身至少在各种时间可能需要大量功率。
然而，在许多情况下，操作电路的功率要求可能变化很大，并且在短时间范围内变化很大。面对所需输出功率的突然改变，正确控制转换器操作可能难以实现。
技术实现要素：
本发明的方面涉及dc-dc转换器的控制。一个实施例提供一种数字控制升压dc-dc转换器，其包括：串联耦合的高侧开关及低侧开关，其中输入电感器的第一端耦合到电源(通常为输入电压源)，并且所述输入电感器的第二端耦合到所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点，所述高侧开关具有为负载提供经调节输出的第一端，其中输出电容器耦合到所述高侧开关的所述第一端，所述输入电感器经配置以升压由所述电源提供的输入电压并且将较高电压提供到所述输出电容器；第一脉冲宽度调制(pwm)信号产生器，其经配置以产生具有第一占空比的第一pwm信号；第二pwm信号产生器，其经配置以产生具有第二占空比的第二pwm信号，所述第二占空比大于所述第一占空比；及逻辑电路，其选择所述第一pwm信号或所述第二pwm信号用于控制所述高侧开关及所述低侧开关。
另一实施例提供一种控制切换升压dc-dc转换器的方法，其包括：通过输入电感器升压由电力供应源提供的输入电压；通过所述输入电感器向输出电容器提供升压电压；通过所述输出电容器基于所述升压电压提供切换升压dc-dc转换器的输出电压；通过第一脉冲宽度调制pwm信号产生器产生具有第一占空比的第一pwm信号；通过第二pwm信号产生器产生具有第二占空比的第二pwm信号，所述第二占空比具有比所述第一占空比更高的持续时间；如果所述升压dc-dc转换器的所述输出电压低于第一预定义电压电平，那么通过逻辑电路基于所述第一pwm信号来控制所述切换升压dc-dc转换器的高侧开关及低侧开关的状态；以及如果所述升压dc-dc转换器的所述输出电压高于所述第一预定义电压电平，那么通过所述逻辑电路基于所述第二pwm信号来控制所述切换升压dc-dc转换器的所述高侧开关及所述低侧开关的所述状态。
另一实施例提供一种数字控制升压dc-dc转换器，其包括：串联耦合的高侧开关及低侧开关，其中输入电感器的第一端耦合到电源，并且所述输入电感器的第二端耦合到所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点，所述高侧开关具有为负载提供经调节输出的第一端，其中输出电容器耦合到所述高侧开关的所述第一端，所述输入电感器经配置以升压由所述电源提供的输入电压并且将较高电压提供到所述输出电容器；多个脉冲宽度调制pwm信号产生器，其各自经配置以产生具有不同持续时间的占空比的pwm信号；及电路，其基于所述经调节输出的测量来选择用于控制所述高侧开关及所述低侧开关的所述pwm信号中的一者。
在审阅本发明后更全面地理解本发明的这些及其它方面。
附图说明
图1是根据本发明的方面的经调节升压dc-dc转换器的半示意性半框电路图。
图2是根据本发明的方面的包含逻辑块的电路的另一个经调节升压dc-dc转换器的半示意性半框图。
图3是根据本发明的方面的pwm产生器的半示意性半框图。
图4是图3的pwm产生器的框图。
图5是根据本发明的方面的另一经调节升压dc-dc转换器的半示意性半框图。
图6提供说明根据本发明的方面的使用偏置电压来修改转换器的操作的效果的一系列图表。
图7提供说明根据本发明的方面的升压dc-dc转换器在各种负载条件下的操作的图表。
具体实施方式
图1是根据本发明的方面的经调节升压dc-dc转换器的半示意性半框电路图。图1的升压dc-dc转换器操作开关111以便于调节施加到负载119的电压。这样做时，转换器根据由第一pwm产生器125a或第二pwm产生器125b产生的脉冲宽度调制(pwm)信号来操作开关。基于转换器的输出电压是否低于预定量值(例如由比较器123指示)来选择使用哪些pwm信号。在各种实施例中，第一pwm产生器产生具有比由第二pwm产生器产生的信号的占空比更少的占空比的信号，其中在升压dc-dc转换器的输出电压低于预定义电压的情况下使用来自第二pwm产生器的信号。
在大多数实施例中，pwm产生器基于到升压dc-dc转换器的供应电压(更具体来说为供应电压的一部分)以及一或多个参考电压来产生pwm信号。在一些实施例中，第二pwm产生器被有效地提供比第一pwm产生器更高的参考电压以用于产生所述信号，其中较高参考电压有效地增加占空比。在一些实施例中，第一及第二pwm产生器分别基于提供给其的第一及第二参考电压信号以及提供给升压dc-dc转换器的供应电压或供应电压的一部分来确定其相应输出信号的占空比。在一些实施例中，提供给第二pwm产生器的第二参考电压信号大于提供给第一pwm产生器的第一参考电压信号。在一些实施例中，通过电压参考调整，第二参考电压信号大于第一参考电压信号。在一些实施例中，电压参考调整的幅度大约为第一参考电压信号的百分之十。在一些实施例中，第一参考电压信号是升压dc-dc转换器的期望输出电压。在一些实施例中，第一参考电压信号是升压dc-dc转换器的期望输出电压加上偏置电压。在一些实施例中，偏置电压大约为升压dc-dc转换器的期望输出电压的百分之十。
因此，参照图1，转换器包含提供开关111的高侧开关113a及低侧开关113b、输入电感器115、输出电容器117、用于控制高侧开关113a及低侧开关113b的逻辑块121、比较器123、第一pwm产生器125a及第二pwm产生器125b。
高侧开关113a的第一端子连接到输出电容器117的第一端子，输出电容器117具有连接到接地的第二端子。输出电容器117通常向负载119的端子提供输出电压，负载119展示为具有连接到接地的另一端子。高侧开关113a的第二端子连接到低侧开关113b的第一端子。低侧开关113b的第二端子连接到低电压源，例如接地。因此，高侧开关113a及低侧开关113b串联连接在提供输出电压的节点与低电压源之间。高侧及低侧开关113a及113b可例如由金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)晶体管形成，其中p沟道mos晶体管形成高侧开关113a且n沟道mos晶体管形成低侧开关113b，或者由双极结型晶体管(bjt)形成。在操作中，高侧开关处于活动状态，低侧开关处于活动状态，或者两个开关均未处于活动状态。
输入电感器115的第一端子连接到电力供应源，例如输入电压源。输入电感器115的第二端子(输入端子)连接到高侧开关113a与低侧开关113b之间的节点。在一些实施例中，例如当低侧开关活动时，输入电感器可用于升压由电力供应源提供的输入电压，并且例如当高侧开关活动时向输出电容器117提供更高的电压。
比较器123接收输出电容器的输出及参考电压作为输入。参考电压的量值等于升压dc-dc转换器的期望输出电压减去容限量。一般来说，升压dc-dc转换器优选提供等于参考电压的输出电压，但不低于参考电压减去容限量。比较器经配置以产生指示升压dc-dc转换器的输出电压是大于还是小于参考电压减去容限量的信号。在一些实施例中，当输出电压低于参考电压减去容限量时，比较器123可输出高信号，否则输出低信号。
第一及第二pwm产生器125a及125b通常用于产生待用于操作高侧及低侧开关的pwm信号。第一及第二pwm产生器通常基于pwm产生器的频率及占空比(例如基于升压dc-dc转换器的参考电压及输出电压)产生一系列脉冲。因此，图1展示第一pwm产生器接收参考电压vref_a并且第二pwm产生器接收参考电压vref_b。在一些实施例中，vref_a是升压dc-dc转换器的期望输出电压加上偏置偏移，其可例如是升压dc-dc转换器的期望输出电压的约百分之十。在一些实施例中，vref_b是vref_a加上调节量，其与偏置偏移类似，也可例如为期望输出电压的约百分之十。另外，虽然未在图1中说明，但在大多数实施例中，第一及第二pwm产生器还接收指示供应给升压dc-dc转换器的电压的信号。
可考虑图6的图表来理解调整参考电压以包含偏置偏移的有用性的实例。图6的图表说明相对于时间的电感器电流。第一图表611展示理想升压转换器的脉冲频率调制电感器电流。对于理想升压转换器，电感器电流在整个操作中保持正值，其中电感器电流在脉冲之间返回到零。然而，第二个图表613展示，针对具有与电感器相关联的电阻损失的实际升压转换器，电感器电流反向并且在每一脉冲结束时变为负值。如第三图表615中所示，通过以偏置偏移补偿参考电压可减小或避免负电感器电流。
逻辑块121可接收由比较器123产生的信号以及由第一及第二pwm产生器产生的脉冲，以控制高侧及低侧开关113a及113b的状态。逻辑块121通常通过形成用于控制高侧及低侧开关113a及113b的控制信号来控制所述开关的状态。在各种实施例中，如果升压dc-dc转换器输出电压大于参考电压减去容限量，那么逻辑块有效地将信号从第一pwm产生器传递到高侧及低侧开关，并且如果升压dc-dc转换器输出电压小于参考电压减去容限量，那么逻辑块有效地将来自第二pwm产生器的信号传递到高侧及低侧开关。由于来自第二pwm产生器的信号与来自第一pwm产生器的信号相比具有增加的占空比时间，所以高侧开关在更长时间内处于活动状态，从而允许通过升压dc-dc转换器提供增加的功率。
图2是根据本发明的方面的包含逻辑块电路的另一个经调节升压dc-dc转换器的半示意性半框图。图2的升压dc-dc转换器类似于图1的升压dc-dc转换器。
如图2中说明，转换器211包含高侧开关213a、低侧开关213b、旁路开关220、输入电感器215、输出电容器217、功率负载219、用于控制高侧开关、低侧开关及旁路开关的逻辑电路221、第一比较器223、第二比较器224、第一脉冲宽度调制(pwm)产生器225a及第二pwm产生器225b。
输入电感器215的一端耦合到第一电压源并且还耦合到旁路开关220的第一端。输入电感器的另一端耦合到高侧开关213a与低侧开关213a之间的节点213b并且还耦合到旁路开关的第二端。出于说明性目的，输入电感器215的另一端还展示由输入电感器及相关联电路路径提供的电阻(rdcr)，例如寄生效应。举例来说，当低侧开关的栅极输入为高时，输入电感器通常用于升压由第一电压源供应的输入电压，并且例如当高侧开关的栅极输入为低时，向输出电容器供应升压电压。
高侧开关213a及低侧开关213b串联耦合在输出电容器217的第一端与第二电压源之间。输出电容器通常向功率负载219的第一端提供输出电压，其中负载电流iload行进通过功率负载。第一电压源比第二电压源处于更高电压。出于说明性目的，高侧及低侧开关还展示由开关提供的电阻(rdson)。耦合输出电容器的第一端及功率负载的第一端的节点通常可被认为是升压dc-dc转换器的输出。
第一比较器223及第二比较器224通常具有耦合到输出节点的第一输入，其第二输入耦合到参考电压，并且比较器经配置以确定哪个输入更大。关于第一比较器223，参考电压例如可为升压dc-dc转换器的期望输出电压减去容限电压。因此，第一比较器确定升压dc-dc转换器的输出电压是小于还是大于期望输出电压减去容限电压。关于第二比较器224，参考电压可为升压dc-dc转换器的期望输出电压加上容限电压。因此第二比较器确定升压dc-dc转换器的输出电压是大于还是小于期望输出电压加上容限电压。
第一pwm产生器225a及第二pwm产生器225b通常基于参考输入信号及指示供应给升压dc-dc转换器的电压的信号产生信号以控制高侧及低侧开关的操作。在各种实施例中，pwm产生器产生具有取决于参考输入信号及指示供应到升压dc-dc转换器的电压的信号的占空比的信号。在一些实施例中，第一pwm产生器225a的参考输入信号可为升压dc-dc转换器的期望输出电压及偏置电压的和。在一些实施例中，第二pwm产生器225b的参考输入电压信号可为升压dc-dc转换器的期望输出电压、偏置电压及电压偏移的和。在一些实施例中，电压偏移等于或约为参考电压的10％。如图2中所说明，在一些实施例中，由第二pwm产生器225b产生的信号(其可被称为pwmadj)具有大于由第一pwm产生器225a产生的信号(其可被称为pwm)的占空比。因此，当信号指示高侧开关处于活动状态的相对持续时间时，与使用pwm信号时相比，当使用pwmadj信号时，高侧开关在较长时间段内处于活动状态。
逻辑电路221可接收来自第一及第二比较器的输出信号以及由第一及第二pwm产生器产生的信号，以控制高侧开关、低侧开关及旁路开关的状态。在一些实施例中，逻辑电路221可为图1的逻辑块121的实施电路。逻辑电路221通常通过产生用于控制高侧开关、低侧开关及旁路开关的控制信号来控制所述开关的状态。参考图2，逻辑电路221包含多路复用器227，其接收pwm及pwmadj信号，并基于第一比较器223的输出cmpadj来选择它们中的一者供使用。
如图2中所示，锁存器229存储由第二比较器224产生的信号。多路复用器227的输出在行进通过第一反相器235之后提供给锁存器。锁存器在多路复用器的输出(指示转换器开关的占空比的结束)转变到低态时存储信号。锁存器的输出被提供给旁路开关的栅极、“或”门231，并且在行进通过第二反相器236之后被提供给“与”门233。“或”门也接收多路复用器的输出，并且提供输出到高侧开关的栅极。因此，高侧开关(当其栅极输入为低时活动状态)在多路复用器的输出及锁存器的输出两者皆为低时处于活动状态。“与”门也接收多路复用器的输出，并将输出提供给低侧开关的栅极。因此，低侧开关(当其栅极输入为高时处于活动状态)在反相锁存器输出为高并且多路复用器的输出为高时处于活动状态。
图7提供指示在操作中的升压dc-dc转换器(例如图2的升压dc-dc转换器)的状态的一系列图表。图表中的每一者沿其x轴都具有共同时间范围。第一图表711展示经调节转换器输出电压，且第二图表713展示电感器电流及负载电流两者。第三图表715展示cmpbp信号的状态，其指示旁路开关处于活动状态的过压情况，且第四图表717展示cmpadj信号的状态，其指示其中pwmadj信号代替pwm信号用于控制转换器开关的欠压状况。
在第一时间段期间，直到时间t1，负载汲取一些电流，并且输出电压周期性地超过期望输出电压。因此，cmpbp信号周期性地变高，其中转换器旁路开关变得处于活动状态并且中断高侧及低侧开关的操作。在此情况下，转换器在脉冲频率调制模式下有效地操作，如电感器电流的第一分解图中所示。
在时间t1，负载开始汲取更大量的电流，输出电压略微下降，并且cmpbp信号通常不再变高。一般来说，输出电压不会降低到足以导致cmpadj信号变高，因此转换器使用来自pwm产生器的信号来操作高侧及低侧开关。
在时间t2，负载开始汲取相对于在时间t1汲取的电流的更大量的电流。输出电压中的波动导致cmpadj信号在高态与低态之间交替，从而导致高侧及低侧开关使用来自pwm产生器的信号及来自pwmadj产生器的信号的交替操作。
在时刻t3，负载开始汲取甚至更大量的电流，电流足够大以至于转换器未将输出电压维持在调节限制中。在此情况下，cmpadj信号变高并保持高，且高侧及低侧开关仅根据来自pwmadj产生器的信号进行操作。
图3是根据本发明的方面的pwm产生器的半示意性半框图。pwm产生器通常提供一阶无条件稳定环路。所述环路提供输出pwm占空比，其追踪输入供应电压的变化，使得pwm占空比的应用将产生期望输出电压。在一些实施例中，图3的pwm产生器用作图1及2以及如图5(本文稍后论述)的实施例的pwm产生器。
图3的pwm产生器包含积分器部分311及增益部分313。积分器部分对参考电压与pwm产生器的输出信号之间的误差进行积分。在图3的实施例中，积分器部分包括具有耦合在运算放大器315的输出与其反相输入之间的电容器321的运算放大器电路。也耦合到反相输入的是参考电压及pwm产生器的输出，其中参考电压通过具有电阻r的第一电阻器317耦合到反相输入，pwm产生器的输出通过也具有电阻r的第二电阻器319耦合到反相输入。参考电压可为如关于其它图式所论述那样，例如参考电压可为升压dc-dc转换器的期望输出电压加上电压容限，或者期望输出电压加上电压调整。
积分器的输出被提供给增益部分。增益部分包含比较器325，其还接收具有高度vt的三角波输入。因为积分器及比较器使用供应电压vdd进行操作，而关于升压dc-dc转换器参考电压vin/n中的变化来追踪pwm占空比是期望的，所以将比较器的输出提供给反相器323。反相器提供pwm输出信号，其如上文提及也被反馈到运算放大器，如由电阻器319按比例缩放。
图4中提供用于图3的pwm产生器的框图及相关联转移函数。参考电压及来自pwm产生器的输出的反馈提供给减法器，所述减法器从参考电压中减去反馈。结果被提供给积分器413，积分器的输出被增益块415放大，增益块415提供pwm产生器的输出。
图5是根据本发明的方面的另一经调节升压dc-dc转换器的半示意性半框图。如图5中说明，转换器511包含高侧开关513a、低侧开关513b、旁路开关520、输入电感器515、输出电容器517、功率负载519、用于控制高侧开关、低侧开关及旁路开关的控制器电路521、电压过冲检测器524、多个电压下冲检测器、脉冲宽度调制(pwm)产生器525a以及多个经缩放pwm产生器。一般来说，图5的实施例在很大程度上与图2的实施例相同。然而，图5的实施例包含pwm产生器及多个经缩放pwm产生器。次级pwm产生器的输出被选择用于取决于转换器的输出电压落在多个电压范围中的何处来控制调节器开关。
输入电感器515的一端耦合到第一电压源，例如电力供应源，并且还耦合到旁路开关520的第一端。输入电感器的另一端耦合到高侧开关513a与低侧开关513b之间的节点，并且还耦合到旁路开关520的第二端。出于说明性目的，输入电感器515的另一端还展示由输入电感器及相关联的电路路径提供的电阻(rdcr)，例如，寄生效应。如同图2的升压dc-dc转换器一样，高侧开关513a及低侧开关513b串联耦合在输出电容器517的第一端与第二电压源(例如接地)之间。输出电容器向功率负载519提供输出电压。第一电压源比第二电压源处于更高的电压。出于说明性目的，高侧及低侧开关还展示由开关提供的电阻(rdson)。耦合输出电容器的第一端及功率负载的第一端的节点通常可被认为是升压dc-dc转换器的输出。在一些实施例中，例如当低侧开关出于活动状态时，输入电感器可用于升压由第一电压源供应的输入电压，并且例如当高侧开关处于活动状态时向输出电容器提供更高电压。
电压过冲检测器524及多个电压下冲检测器中的每一者(例如，第一电压下冲检测器523及第二电压下冲检测器526)通常具有耦合到输出节点的第一输入，其第二输入耦合到参考电压，并且检测器经配置以确定哪个输入更大。多个电压下冲检测器例如可允许升压dc-dc转换器确定各种量值的参考电压是大于还是小于输出节点处的电压。关于电压过冲检测器524，参考电压例如可为升压dc-dc转换器的期望输出电压及容限电压的和。因此，电压过冲检测器确定升压dc-dc转换器的输出电压是小于还是大于期望输出电压加上容限电压。关于多个电压下冲检测器中的每一者，参考电压可为升压dc-dc转换器的期望输出电压减去容限电压与预定值的乘积。预定值通常在1到n的范围内，其中n表示升压dc-dc转换器中的电压下冲检测器的数目。如图5的实施例中所示，转换器511具有两个电压下冲检测器，第一电压下冲检测器523及第二电压下冲检测器526。因此，在此实施例中，n将等于二，其中预定值范围为从1到2。
pwm产生器525a及多个经缩放pwm产生器中的每一者通常基于参考输入信号及指示升压dc-dc转换器的输入电压的信号来产生信号以控制高侧及低侧开关的操作。在各种实施例中，pwm产生器产生具有占空比的信号，所述占空比取决于参考输入信号及指示供应给升压dc-dc转换器的电压的信号。在一些实施例中，pwm产生器525a的参考输入信号可为升压dc-dc转换器的期望输出电压及偏置电压的和。在一些实施例中，多个经缩放pwm产生器(例如，第一缩放pwm产生器525b及第二缩放pwm产生器525c)中的每一者的参考输入电压信号可为升压dc-dc转换器的期望输出电压、偏置电压以及电压偏移及预定值的乘积的和(如先前关于电压下冲检测器所论述)。在许多实施例中，经缩放pwm产生器的数目等于升压dc-dc转换器中的电压下冲检测器的数目，其中多个经缩放pwm产生器与多个电压下冲检测器之间的一一对应是基于预定值。因此，在许多实施例中，预定值也等于升压dc-dc转换器中的经缩放pwm产生器的数目。在一些实施例中，电压偏移等于或大约为参考电压的百分之十。在一些实施例中，由多个经缩放pwm产生器中的每一者产生的信号(其可被称为pwmadj1...pwmadjn)具有大于由pwm产生器525a(其可被称为作为pwm)产生的信号的占空比的占空比。因此，当信号指示高侧开关处于活动状态的相对持续时间时，当使用pwmadj1...pwmadjn信号时，与使用pwm信号时相比，高侧开关在更长时间段内处于活动状态。在一些实施例中，取决于与每一经缩放pwm产生器相关联的预定值，由一个经缩放pwm产生器产生的信号具有大于由另一经缩放pwm产生器产生的信号的占空比的占空比。举例来说，在图5的实施例中，由第二缩放pwm产生器525c产生的信号将具有大于由第一缩放pwm产生器525b产生的信号的占空比的占空比。
在一些实施例中，控制器电路521与图2的逻辑电路221类似或相同。控制器电路521可接收来自电压过冲检测器524及多个电压下冲检测器的输出信号，以及由pwm产生器525a及多个经缩放pwm产生器产生的信号，以控制高侧开关、低侧开关及旁路开关。控制器电路521通常通过产生用于控制高侧开关、低侧开关及旁路开关的控制信号来控制所述开关的状态。参考图5，控制器电路521包含选择器527，其接收pwm及pwmadj1...pwmadjn信号，并且基于多个电压下冲检测器的输出cmpadj1...cmpadjn选择其中的一者以供使用。
如图5中所示，锁存器529存储由电压过冲检测器524产生的信号。在行进通过第一反相器535之后，选择器527的输出被提供给锁存器。当选择器的输出(指示转换器开关占空比结束)转变到低态时，锁存器存储信号。锁存器的输出被提供给旁路开关的栅极、“或”门531，并且在行进通过第二反相器536之后被提供给“与”门533。“或”门还接收选择器的输出，并且将输出提供到高侧开关的栅极。因此，当选择器的输出及锁存器的输出皆为低时，高侧开关(在其栅极输入为低时处于活动状态)处于活动状态。“与”门也接收选择器的输出，并将输出提供给低侧开关的栅极。因此，当经反相锁存器输出为高且选择器的输出为高时，低侧开关(在栅极输入为高时处于活动状态)处于活动状态。
尽管已关于各种实施例论述本发明，但应认识到，本发明包括由本发明支持的新颖且非显而易见的权利要求书。