电力转换装置以及用于控制电力转换装置的方法与流程

本发明涉及一种电力转换装置以及其控制方法。

本申请案要求2016年3月24日提交的第2016-060067号日本专利申请案的优先权，该申请案的全部内容以引用方式并入本文中。

背景技术

一般来说，执行dc-ac电力转换的电力转换装置设置有dc/dc转换器和逆变器。dc/dc转换器将dc电源的dc电压升到某个中间电压并将中间电压输出到dc总线，并且逆变器将中间电压转换成ac电压波形。此处，中间电压高于ac电压的峰值(波峰值)。为了使中间电压成为稳定的dc电压，使用例如mf(毫法拉)级别的大电容电容器用作连接到dc总线的中间电容器。在执行此电力转换的情况下，dc/dc转换器和逆变器不断地执行高速开关，并且因此相应地产生开关损耗等的电力损耗。

因此，为了减少电力损耗并提高效率，申请人提出了一种控制方法，其中基于待产生的ac电压的瞬时值的绝对值与dc电源侧上的dc电压之间的比较，使dc/dc转换器产生其电压需要进行升压的ac波形部分，并且使逆变器产生其电压需要进行降压的ac波形部分(参看专利文献1)。基本上，在此控制方法中，dc/dc转换器和逆变器交替地执行高速开关操作。因此，dc/dc转换器和逆变器都在一个ac周期时段内具有停止高速开关的停止时段。因此，显著减少电力损耗。在此控制方法中，dc总线的电压变成具有类似于脉动电流的波形的电压，其中ac电压波形的峰值周围的波形覆盖在dc电压上。因此，小电容电容器(例如，几十μf)用作连接到dc总线的中间电容器，以免使ac电压波形部分平滑。

作为另一参考，还提出以下控制方法：仅通过dc/dc转换器的开关产生作为ac电压波形的基础的脉动电流波形，并且逆变器在脉动电流的每一个周期执行极性的非反转或反转(参看专利文献2)。

引文列表

[专利文献]

专利文献1：日本专利公开号2014-241714

专利文献2：日本专利公开号2008-220001

技术实现要素：

本发明的一个表达是电力转换装置，所述电力转换装置被提供在dc电源与ac电路径之间，并且在dc电源的dc电压低于ac电路径的ac电压的峰值的状态下执行dc/ac电力转换，所述电力转换装置包括：dc/dc转换器，其被提供在dc电源与dc总线之间；中间电容器，其连接到dc总线并且具有如此小的电容以不会使脉波(波动)平滑，所述脉波被包括在dc总线的电压中并且具有ac电压的频率两倍的频率；逆变器，其连接到dc总线；滤波器电路，其被提供在逆变器与ac电路径之间并且具有ac电抗器和ac侧电容器；电流传感器，其被配置成检测流过ac电抗器的电流；以及控制单元，其被配置成执行控制，使得为了从dc电压产生ac电压，在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器升高dc电压并且逆变器执行极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，以及其间dc/dc转换器停止并且逆变器执行降压操作以及极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，其中在出现通过开始向连接到ac电路径的负载供电，流过ac电抗器的电流的绝对值达到低于瞬时过流保护阈值的预定转换器栅极阻断阈值的现象之后，控制单元仅对dc/dc转换器临时执行栅极阻断。

本发明根据另一方面的一个表达是用于电力转换装置的控制方法，所述电力转换装置被提供在dc电源与ac电路径之间，并且在dc电源的dc电压低于ac电路径的ac电压的峰值的状态下执行dc/ac电力转换，所述电力转换装置包括：dc/dc转换器，其被提供在dc电源与dc总线之间；中间电容器，其连接到dc总线并且具有如此小的电容以不会使脉波平滑，所述脉波被包括在dc总线的电压中并且具有ac电压的频率两倍的频率；逆变器，其连接到dc总线；以及滤波器电路，其被提供在逆变器与ac电路径之间并且具有ac电抗器和ac侧电容器，所述控制方法包括：执行控制，使得为了从dc电压产生ac电压，在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器升高dc电压并且逆变器执行极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，以及其间dc/dc转换器停止并且逆变器执行降压操作以及极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段；以及在出现通过开始向连接到ac电路径的负载供电，流过ac电抗器的电流的绝对值达到低于瞬时过流保护阈值的预定转换器栅极阻断阈值的现象之后，仅对dc/dc转换器临时执行栅极阻断。

附图说明

图1是电力转换装置的电路图的示例。

图2是示意性地示出在最小开关转换方法中dc/dc转换器和逆变器的操作的特征的波形图(水平地描绘)。

图3是示意性地示出在最小开关转换方法中dc/dc转换器和逆变器的操作的特征的波形图(垂直地描绘)。

图4是示出作为非线性负载的示例的电容器输入整流电路的图。

图5是为了进行比较，在未采取特定措施的情况下，当作为图1中的电力转换装置的负载连接诸如电容器输入整流电路的非线性负载时的电压/电流波形图。

图6是在本发明的一个实施例中的作为图1中的电力转换装置的负载连接诸如电容器输入整流电路的非线性负载时的电压/电流波形图。

图7是在应用浪涌电流通过栅极阻断的测量的电力转换装置中，从连接非线性负载的时刻直到获得稳态的电压/电流波形图。

图8是在图7中连接非线性负载的时间附近的时间轴放大图。

图9是在图7中获得稳态的时间附近的时间轴放大图。

图10是从连接非线性负载的时刻直到获得稳态的电压/电流波形图。

图11是示出在作为常规电力转换装置中的ac侧上的负载连接诸如电容器输入整流电路的非线性负载的情况下每个部分的电流/电压的图。

具体实施方式

[将通过本发明解决的问题]

在专利文献1中的前述控制方法中，在例如诸如电容器输入整流电路的非线性负载连接为ac侧上的负载的情况下，已发现可能出现不便，其中大电流瞬时流过以达到电力转换装置的过流保护阈值，使得停止操作。

图11是示出在诸如电容器输入整流电路的非线性负载连接为ac侧上的负载的情况下每个部分的电流/电压的图。在图11中，(a)示出dc电源(蓄电池)的电流，(b)示出ac输出电压的波形，并且(c)示出ac输出电流。当在接近水平轴上的中心的时间处连接负载时，大电流作为ac输出电流瞬时流动。当其峰值达到过流保护阈值时，电力转换装置通过保护停止，使得ac输出电压变为0。

在控制下，可想到ac侧的输出电流的目标值或来自dc电源的输入电流的目标值受限，使得电流未达到过流保护阈值。然而，出于此目的，作为条件，dc总线的电压与目标值必需一致。

然而，当大电流瞬时流过负载时，dc总线的电压变得小于目标值，并且为了增加此电压，流过dc/dc转换器的dc电抗器的电流立即达到过流保护阈值。dc总线的电压容易瞬时降低的原因在于，在以上控制方法中，连接到dc总线的中间电容器具有小电容。

考虑到上述问题，本发明的目标是即使在连接非线性负载时也防止电力转换装置通过保护停止。

[本发明的效果]

根据本发明，即使在连接非线性负载时，电力转换装置也可以通过瞬时过流保护来抑制浪涌电流而不停止操作。

[实施例的概述]

本发明的实施例的概述至少包括以下内容。

(1)这是电力转换装置，所述电力转换装置被提供在dc电源与ac电路径之间，并且在dc电源的dc电压低于ac电路径的ac电压的峰值的状态下执行dc/ac电力转换，所述电力转换装置包括：dc/dc转换器，其被提供在dc电源与dc总线之间；中间电容器，其连接到dc总线并且具有如此小的电容以不会使脉波(波动)平滑，所述脉波被包括在dc总线的电压中并且具有ac电压的频率两倍的频率；逆变器，其连接到dc总线；滤波器电路，其被提供在逆变器与ac电路径之间并且具有ac电抗器和ac侧电容器；电流传感器，其被配置成检测流过ac电抗器的电流；以及控制单元，其被配置成执行控制，使得为了从dc电压产生ac电压，在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器升高dc电压并且逆变器执行极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，以及其间dc/dc转换器停止并且逆变器执行降压操作以及极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，其中在出现通过开始向连接到ac电路径的负载供电，流过ac电抗器的电流的绝对值达到低于瞬时过流保护阈值的预定转换器栅极阻断阈值的现象之后，控制单元仅对dc/dc转换器临时执行栅极阻断。

此电力转换装置主要执行控制，使得在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器执行升压操作并且逆变器停止高频开关的时段，以及其间逆变器执行降压操作并且dc/dc转换器停止高频开关的时段。所生成的ac电压波形实际上是由交替地操作的dc/dc转换器和逆变器输出的组合波形。具有在峰值附近的相对高的绝对值的波形部分通过dc/dc转换器生成，并且具有在过零点附近的相对低的绝对值的波形部分通过逆变器生成。

在负载是例如诸如电容器输入整流电路的非线性负载或电感负载(例如，电动机)的情况下，当开始从电力转换装置向负载供电时，大的浪涌电流流过。随后，当通过开始向负载供电而流过ac电抗器的电流的绝对值达到转换器栅极阻断阈值时，控制单元仅对dc/dc转换器临时执行栅极阻断，而不对逆变器执行栅极阻断。

通过对dc/dc转换器的栅极阻断，如果dc/dc转换器在操作，则立即停止升压操作。因此，流过ac电抗器的输出电流减小并且未达到瞬时过流保护阈值。另一方面，不对逆变器执行栅极阻断，并且因此，当已到逆变器执行高频开关的定时(相位)时，输出待生成的ac电压波形中具有较小绝对值的波形部分中的电压，并且负载的输出接近稳态。

因此，即使连接非线性负载，电力转换装置也可以通过瞬时过流保护抑制浪涌电流，而不停止操作。

(2)在(1)的电力转换装置中，例如，在执行栅极阻断之后，控制单元在输出到负载的电压的下一个过零处消除栅极阻断。

在这种情况下，在从此下一个过零开始的半个周期中，可以再次执行dc/dc转换器的升压操作。

(3)在(2)的电力转换装置中，例如，控制单元重复地执行栅极阻断以及栅极阻断的消除，直到不再发生所述现象。

在这种情况下，在负载的输出电流不再达到转换器栅极阻断阈值之前，栅极阻断和随后的消除可以重复必要的次数。

(4)在(1)至(3)中的任一个的电力转换装置中，电流传感器可以被提供在负载与ac侧电容器之间并且串联连接到负载。

电流传感器可以串联连接到ac电抗器而其间不存在元件，但是在这种情况下，由于ac电抗器的影响，难以检测到电流的急剧变化。在这方面，在电流传感器被提供在负载与ac侧电容器之间并且串联连接到负载的情况下，可以通过更优秀的响应性检测流过负载的电流的急剧变化。

(5)控制方法方面是用于电力转换装置的控制方法，所述电力转换装置被提供在dc电源与ac电路径之间，并且在dc电源的dc电压低于ac电路径的ac电压的峰值的状态下执行dc/ac电力转换，所述电力转换装置包括：dc/dc转换器，其被提供在dc电源与dc总线之间；中间电容器，其连接到dc总线并且具有如此小的电容以不会使脉波平滑，所述脉波被包括在dc总线的电压中并且具有ac电压的频率两倍的频率；逆变器，其连接到dc总线；以及滤波器电路，其被提供在逆变器与ac电路径之间并且具有ac电抗器和ac侧电容器，所述控制方法包括：执行控制，使得为了从dc电压生成ac电压，在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器升高dc电压并且逆变器执行极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，以及其间dc/dc转换器停止并且逆变器执行降压操作以及极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段；以及在出现通过开始向连接到ac电路径的负载供电，流过ac电抗器的电流的绝对值达到低于瞬时过流保护阈值的预定转换器栅极阻断阈值的现象之后，仅对dc/dc转换器临时执行栅极阻断。

在用于电力转换装置的此控制方法中，主要执行控制，使得在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器执行升压操作并且逆变器停止高频开关的时段，以及其间逆变器执行降压操作并且dc/dc转换器停止高频开关的时段。所生成的ac电压波形实际上是由交替地操作的dc/dc转换器和逆变器输出的组合波形。具有在峰值附近的高绝对值的波形部分通过dc/dc转换器生成，并且具有在过零点附近的低绝对值的波形部分通过逆变器生成。

在负载是例如诸如电容器输入整流电路的非线性负载或电感负载(例如，电动机)的情况下，当开始从电力转换装置向负载供电时，大的浪涌电流流过。随后，当通过开始向负载供电而流过ac电抗器的电流的绝对值达到转换器栅极阻断阈值时，控制单元仅对dc/dc转换器临时执行栅极阻断，而不对逆变器执行栅极阻断。

通过对dc/dc转换器的栅极阻断，如果dc/dc转换器在操作，则立即停止升压操作。因此，流过ac电抗器的输出电流减小并且未达到瞬时过流保护阈值。另一方面，不对逆变器执行栅极阻断，并且因此，当已到逆变器执行高频开关的定时(相位)时，输出待生成的ac电压波形中具有较小绝对值的波形部分中的电压，并且负载的输出接近稳态。

在用于电力转换装置的此控制方法中，即使连接非线性负载，也可以通过瞬时过流保护抑制浪涌电流，而不停止操作。

(6)除了(1)之外，电力转换装置还可以如下表示。

也就是说，这是电力转换装置，所述电力转换装置被提供在dc电源与ac电路径之间，并且在dc电源的dc电压低于ac电路径的ac电压的峰值的状态下执行dc/ac电力转换，所述电力转换装置包括：dc/dc转换器，其被提供在dc电源与dc总线之间；中间电容器，其连接到dc总线并且具有如此小的电容以不会使脉波平滑，所述脉波被包括在dc总线的电压中并且具有ac电压的频率两倍的频率；逆变器，其连接到dc总线；滤波器电路，其被提供在逆变器与ac电路径之间并且具有ac电抗器和ac侧电容器；电流传感器，其被配置成检测流过ac电抗器的电流；以及控制单元，其被配置成执行控制，使得为了从dc电压生成ac电压，在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器升高dc电压并且逆变器执行极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段，以及其间dc/dc转换器停止并且逆变器执行降压操作以及极性非反转通过和极性反转通过中的一个的时段(配置到目前为止与(1)中相同)。此外，在出现通过开始向连接到ac电路径的负载供电，流过ac电抗器的电流的绝对值达到低于瞬时过流保护阈值的预定转换器栅极阻断阈值的现象之后，控制单元允许逆变器执行开关操作而不对逆变器执行栅极阻断，并且对dc/dc转换器执行栅极阻断，直到输出到负载的电压的下一个过零为止。

此电力转换装置提供与(1)的电力转换装置相同的操作效果。另外，而且在栅极阻断之后直到下一个过零的时段期间，波形未被中断且输出特定水平的电压，并且保持通过逆变器的操作输出的波形部分。

[实施例的细节]

下文将参考附图描述本发明的一个实施例的细节。

<<电路配置示例>>

图1是电力转换装置的电路图的示例。在图1中，电力转换装置1被提供在dc电源2与ac电路径3之间，并且在dc电源2的dc电压低于ac电路径3的ac电压的峰值(波峰值)的状态下执行dc/ac电力转换。例如，电力转换装置1可以将基于dc电源2生成的ac电力作为自动输出供应到连接到ac电路径3的负载4。

电力转换装置1包括dc侧电容器5、dc/dc转换器6、中间电容器9、逆变器10和滤波器电路11作为主要电路配置元件。dc/dc转换器6包括dc电抗器7、高压侧开关元件q1和低压侧开关元件q2以形成dc斩波电路。例如，可以使用mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)作为开关元件q1、q2。作为mosfet的开关元件q1、q2分别具有二极管(体二极管)d1、d2。开关元件q1、q2由控制单元14控制。

dc/dc转换器6的高压侧连接到dc总线8。连接在dc总线8的两条线之间的中间电容器9具有小电容(100μf或更小，例如，几十μf)，并且将平滑函数施加在以高频(例如，20khz)切换的电压上，但不将平滑函数施加在以商用频率约两倍的频率(100hz或120hz)变化的电压上。

连接到dc总线8的逆变器10包括形成全桥电路的开关元件q3至q6。开关元件q3至q6是例如mosfet。在mosfet的情况下，开关元件q3至q6分别具有二极管(体二极管)d3至d6。开关元件q3至q6由控制单元14控制。

滤波器电路11被提供在逆变器10与ac电路径3之间。滤波器电路11包括ac电抗器12，以及相对于ac电抗器12被提供在负载4侧(图中的右侧)上的ac侧电容器13。滤波器电路11防止逆变器10中出现的高频噪声通过并泄漏到ac电路径3侧。

作为用于测量的电路元件，电压传感器15和电流传感器16被提供在dc/dc转换器6的低压侧(图中的左侧)上。电压传感器15并联连接到dc电源2并且检测dc电源2的两端之间的电压。将关于检测到的电压的信息提供到控制单元14。电流传感器16检测流过dc/dc转换器6的电流。将关于检测到的电流的信息提供到控制单元14。

在ac侧上，提供用于检测流过ac电抗器12的电流的电流传感器17。将关于通过电流传感器17检测到的电流的信息提供到控制单元14。电压传感器18并联提供到ac侧电容器13。电流传感器19不提供到连接负载4和电力转换装置1的电路径。将关于通过电压传感器18检测到的电压的信息以及关于通过电流传感器19检测到的电流的信息提供到控制单元14。

控制单元14例如包括计算机并且通过计算机执行软件(计算机程序)实现所需控制功能。软件存储在控制单元14的存储装置(未示出)中。然而，还可以仅从不包括计算机的硬件电路配置控制单元。

在dc电源2是光伏板的情况下，电力转换装置1仅执行dc到ac转换。在dc电源2是蓄电池的情况下，电力转换装置1可以不仅执行dc到ac转换，而且还执行ac到dc转换，从而为蓄电池充电。也就是说，逆变器10和dc/dc转换器6可以用于在两个方向上传输电力。

<<最小开关转换方法>>

接下来，将描述由电力转换装置1执行的最小开关转换方法中的操作的概述。

图2和图3是示意性地示出在最小开关转换方法中dc/dc转换器6和逆变器10的操作的特征的波形图。图2和图3示出相同内容，但具体来说，图2以容易理解的方式示出从dc输入到ac输出的振幅的关系，并且具体来说，图3以容易理解的方式示出控制的定时。图2中的上段和图3中的左列是为了进行比较示出不基于最小开关转换方法的常规开关控制的波形图。图2中的下段和图3中的右列是示出最小开关转换方法中的操作的波形图。

首先，在图2中的上端(或图3中的左列)处，在常规开关控制中，响应于输入的dc电压在dc/dc转换中的一对开关元件与dc电抗器之间的相互连接点处的输出是具有比dc电压高的值并且以规则间隔布置的脉冲列。此输出由中间电容器平滑化，并且随后作为dc总线的电压生成。另一方面，逆变器在pwm(脉冲宽度调制)控制下执行开关，同时每半个周期反转极性。因此，通过最终平滑获得正弦ac电压。

接下来，在图2中的下段(或图3中的右列)处的最小开关转换方法中，dc/dc转换器6和逆变器10根据ac波形的电压目标值vac^*的瞬时值的绝对值与作为输入的dc电压vdc之间的比较的结果操作。此处，vac^*是在逆变器10的ac侧输出端处的电压目标值，其中考虑了滤波器电路11对电流和电压的影响。vdc是通过考虑由dc电抗器7产生的相对于dc电源2的两端之间的电压的电压降而获得的值。当电压目标值vac^*的绝对值满足|vac^*|<vdc(或|vac^*|≤vdc)时，dc/dc转换器6停止(图中的“st”)，并且当电压目标值vac^*的绝对值满足|vac^*|≥vdc(或|vac^*|>vdc)时，dc/dc转换器6执行升压操作(图中的“op”)。dc/dc转换器6的输出通过中间电容器9平滑化，并且随后作为图中所示的dc总线8上的电压vbus产生。

此处，中间电容器9具有小电容。因此，在ac波形的绝对值的峰值附近的部分波形保持为未平滑化。也就是说，中间电容器9具有小电容，使得当平滑化通过dc/dc转换6在消除高频开关的踪迹的此程度上作用时，具有商用频率约两倍的频率的低频波无法平滑化。

另一方面，关于逆变器10，根据电压目标值vac^*的绝对值与dc电压vdc之间的比较结果，当满足|vac^*|<vdc(或|vac^*|≤vdc)时，执行高频开关(图中的“op”)，并且当满足|vac^*|≥vdc(或|vac^*|>vdc)时，停止高频开关(图中的“st”)。当逆变器10停止高频开关时，逆变器10选择开关元件q3、q6接通并且开关元件q4、q5断开(非反转)的状态，或开关元件q3、q6断开并且开关元件q4、q5接通(反转)的状态，由此仅执行必要的极性反转。逆变器10的输出通过ac电抗器12和ac侧电容器13平滑化，由此获得所需的ac输出。

此处，如图3中的右列中所示，dc/dc转换器6和逆变器10交替地执行高速开关。当dc/dc转换器6执行升压操作时，逆变器10停止高频开关并且仅对dc总线8的电压执行必要的极性反转。另一方面，当逆变器10执行高频开关操作时，dc/dc转换器6停止并且基于dc侧电容器5的两端之间的电压的电压通过dc电抗器7和二极管d1在dc总线8上产生。

如上所述，执行最小开关转换方法中通过dc/dc转换器6和逆变器10的操作。在此电力转换装置1中，由于在开关元件q1至q6的高频开关中出现停止时段，因此可以减少高频开关的总次数。因此，可以显著地提高电力转换的效率。

<<非线性负载的示例>>

图4是示出作为非线性负载的示例的电容器输入整流电路的图。在图4中，在电容器输入整流电路4d中，ac电压通过电阻器4a输入到二极管桥4b。电容器4c并联连接在二极管桥4b的dc输出侧上。dc负载4e连接到电容器输入整流电路4d。然而，在电容器4c的电荷为零(或接近零)的状态下，如果ac电压输入到二极管桥4b，则在短时间内为电容器4c充电的浪涌电流流动。电荷为零或接近零的电容器4c相对于所施加电压几乎短路，并且因此浪涌电流变大。浪涌电流的峰值取决于由二极管桥4b和电容器4c形成的闭合电路的电阻值。

<<当连接非线性负载时的控制(参考示例)>>

图5是为了进行比较，在未采取稍后描述的措施的情况下，当作为图1中的电力转换装置1的负载4连接诸如电容器输入整流电路4d的非线性负载时的电压/电流波形图。在图5中，(a)示出通过图1中的电压传感器18检测的输出电压va(≈vac^*)，(b)示出作为(a)的输出电压的基础的电压目标值vac^*的绝对值和dc电压vdc，(c)示出通过电流传感器17或电流传感器19检测的输出电流，(d)示出dc/dc转换器6的低压侧上的开关元件q2(其在升压操作时执行开关)的栅极电压(栅极-源极电压)，以及(e)示出逆变器10的例如开关元件q3(其在降压操作时执行开关)的栅极电压。

在图5中，在未连接负载4的状态下，根据ac电压的电压目标值vac^*的绝对值与dc电压vdc之间的比较交替地执行通过dc/dc转换器6的升压操作以及通过逆变器10的降压操作。

此处，例如，在(a)、(b)的电压过零的时间ts处，如果如(c)中所示连接非线性负载4(4d)，则浪涌电流流动并且随着输出电压的增加急剧地变成较大值。此处，当浪涌电流在时间te处达到电力转换装置1的瞬时过流保护阈值ith_p时，出于保护的目的，控制单元14对dc/dc转换器6和逆变器10两者执行栅极阻断，并且电力转换装置1停止。在这种情况下，需要复位和重启，并且如果要执行这些操作，则期望在长时间内停止操作。即使在经过一定时间之后自动地执行复位和重启，也会生成一定长度的操作停止时段。

<<当连接非线性负载时的控制的实施例>>

接下来，图6是在本发明的一个实施例中的当作为图1中的电力转换装置1的负载4连接诸如电容器输入整流电路4d的非线性负载时的电压/电流波形图。在图6中，(a)示出通过图1中的电压传感器18检测的输出电压va，(b)示出电压目标值vac^*的绝对值和dc电压vdc，(c)示出通过电流传感器17或电流传感器19检测的输出电流，(d)示出dc/dc转换器6的低压侧上的开关元件q2(其在升压操作时执行开关)的栅极电压(栅极-源极电压)，以及(e)示出逆变器10的例如开关元件q3(其在降压操作时执行开关)的栅极电压。

在图6中，在未连接负载的状态下，根据电压目标值vac^*的绝对值与dc电压vdc之间的比较交替地执行通过dc/dc转换器6的升压操作以及通过逆变器10的降压操作。

此处，例如在(a)、(b)的电压过零的时间ts处，如果如(c)中所示连接非线性负载4(4d)，则浪涌电流流动并且随着输出电压的增加急剧地变成较大值。此处，在浪涌电流达到具有比电力转换装置1的瞬时过流保护阈值ith_p小的绝对值的转换器栅极阻断阈值ith_b的时间t1处，控制单元14对dc/dc转换器6的开关元件q2执行栅极阻断。然而，控制单元14不对逆变器10执行栅极阻断。由于对转换器6的开关元件q2的栅极阻断，升压操作立即停止，并且如(a)中所示，输出电压va下降到dc电压vdc的水平并且保持在此状态下，直到dc/dc转换器6的开关时段的终止时间t2为止。在时间t2之后，逆变器10操作并且部分地恢复ac波形。

在下一过零时间t3处，控制单元14消除对dc/dc转换器6的开关元件q2的栅极阻断。因此，在从此下一个过零开始的半个周期中，可以再次执行dc/dc转换器6的升压操作。

在过零时间t3之后的半个ac周期中，输出电流的方向改变。另外，随着输出电压朝向负方向增加，输出电流再次急剧地变成较大值。此处，在浪涌电流达到具有比电力转换装置1的瞬时过流保护阈值-ith_p小的绝对值的转换器栅极阻断阈值-ith_b的时间t4处，控制单元14对dc/dc转换器6的开关元件q2执行栅极阻断。然而，控制单元14不对逆变器10执行栅极阻断。由于对转换器6的开关元件q2的栅极阻断，升压操作立即停止，并且如(a)中所示，输出电压va下降到dc电压vdc的符号反转水平(-vdc)并且保持在此状态下，直到dc/dc转换器6的开关时段的终止时间t5为止。在时间t5之后，逆变器10操作并且部分地恢复ac波形。

而且，在下一过零时间t6之后，只要输出电流达到转换器栅极阻断阈值ith_b或-ith_b，每半个ac周期重复地执行上述对dc/dc转换器6的栅极阻断以及随后的消除。以此方式，在负载4的输出电流不再达到转换器栅极阻断阈值之前，栅极阻断和随后的消除可以重复必要的次数。当电容器4c的充电进行并且输出电流不再达到转换器栅极阻断阈值ith_b或-ith_b时，控制单元14通过最小开关转换方法执行正常控制。

<<验证>>

接下来，将示出使用实际电路执行的栅极阻断的有效性的验证。使用的负载是包括图4中的电容器输入整流电路4d的负载4，并且采用在“jisc4411-3:2014,uninterruptiblepowersystem(ups)–part3:methodofspecifyingtheperformanceandtestrequirements(不间断电源系统(ups)-部分3：规定性能和测试要求的方法)”中的非线性负载测试中规定的电路常数确定方法。

在此验证中，非线性负载的表观功率设定成500va，电阻器4a的电阻值设定成0.8ω，电容器4c的电容设定成2750μf，并且dc负载4e的电阻值设定成45.1ω。dc电源2的电压是43v，并且电力转换装置1在ac输出101v下执行自主输出操作。用于对dc/dc转换器6执行栅极阻断的转换器栅极阻断阈值ith_b设定成23.5a，并且瞬时过流保护阈值ith_p设定成80a。

图7是在应用浪涌电流通过上述栅极阻断的测量的电力转换装置1中，从连接非线性负载的时刻直到获得稳态的电压/电流波形图。

在图7中，(a)示出输出电压，(b)示出输出电流，(c)示出dc/dc转换器6的开关元件q2的栅极电压，以及(d)示出逆变器10的开关元件q3的栅极电压。

图8是在图7中连接非线性负载的时间附近的时间轴放大图。图9是在图7中获得稳态的时间附近的时间轴放大图。

在图8中，如在部分x处所示，在(b)的输出电流达到转换器栅极阻断阈值(ith_b)的时刻对dc/dc转换器6进行栅极阻断。因此，如在部分y处所示，(a)的输出电压不再保持正弦波形状，由此停止电压增加，并且已发现，在输出电流未增加到瞬时过流保护阈值(ith_p)的情况下成功地继续电力转换装置1的操作。

在图9中，(b)的输出电流的峰值减小，并且在后半部分中，达到稳态。应注意，由于图4中的电容器4c的两端之间的电压变成通过使由二极管桥4b整流的脉波电流全波平滑化获得的有效值，因此即使在稳态下，脉波电流的峰值附近的波动也继续。

而且关于(c)中所示的dc/dc转换器6的栅极电压，已发现，在后半部分中，不再执行栅极阻断，并且dc/dc转换器6通过(d)中所示的逆变器10交替地执行开关和停止，由此通过最小开关转换方法执行操作。

类似地，图10是从连接非线性负载的时刻直到获得稳态的电压/电流波形图。在图10中，(a)示出输出电压，(b)示出输出电流，并且(c)示出负载4的两端之间的电压。在图10中，发现负载4的两端之间的电压逐渐增加，直到达到稳态。

<<概述>>

如上文详细地描述，本实施例的电力转换装置1主要执行控制，使得在一个ac周期中交替地出现其间dc/dc转换器6执行升压操作并且逆变器10停止高频开关的时段，以及其间逆变器10执行降压操作并且dc/dc转换器6停止高频开关的时段。所生成的ac电压波形实际上是由交替地操作的dc/dc转换器和逆变器输出的组合波形。具有在峰值附近的相对高的绝对值的波形部分通过dc/dc转换器6生成，并且具有在过零点附近的相对低的绝对值的波形部分通过逆变器10生成。

在此最小开关转换控制下，在负载4是非线性负载的情况下，当开始从电力转换装置1向负载4供电时，大的浪涌电流流动。随后，当通过开始向负载4供电而流过ac电抗器12的电流(≈输出电流)的绝对值达到转换器栅极阻断阈值时，控制单元14仅对dc/dc转换器6临时执行栅极阻断，而不对逆变器10执行栅极阻断。

通过对dc/dc转换器6的栅极阻断，如果dc/dc转换器6在操作，则立即停止升压操作。因此，流过ac电抗器12的输出电流减小并且未达到瞬时过流保护阈值。另一方面，不对逆变器10执行栅极阻断，并且因此，当已到逆变器执行高频切换的定时(相位)时，输出待生成的ac电压波形中具有较小绝对值的波形部分中的电压，并且负载4的输出接近稳态。

因此，电力转换装置1可以通过瞬时过流保护抑制浪涌电流，而不停止操作。

应注意，用于栅极阻断的输出电流测量可以通过电流传感器17或电流传感器19执行。提供电流传感器17，因为需要电流传感器17用于最小开关转换方法控制。因此，可以省略电流传感器19。

然而，由于电流传感器17串联连接到ac电抗器12而其间不存在元件，因此由于ac电抗器12的影响，难以检测到电流的急剧变化。在这方面，在电流传感器19被提供在负载4与ac侧电容器13之间并且串联连接到负载4的情况下，存在可以通过更优秀的响应性检测流过负载4的电流的急剧变化的优点。

<<其它>>

在以上验证中，电容器输入整流电路用作电力转换装置1的负载4。然而，通过栅极阻断的相同电流抑制对于电动机等电感负载的启动电流也是有效的。

<<补充>>

应注意，本文所公开的实施例在所有方面仅是说明性的，并且不应被视为限制性的。本发明的范围通过权利要求书的范围限定，并且预期包括与权利要求书的范围以及范围内的所有修改等效的含义。

参考符号列表

1电力转换装置

2dc电源

3ac电路径

4负载

4a电阻器

4b二极管桥

4c电容器

4edc负载

4d电容器输入整流电路

5dc侧电容器

6dc/dc转换器

7dc电抗器

8dc总线

9中间电容器

10逆变器

11滤波器电路

12ac电抗器

13ac侧电容器

14控制单元

15电压传感器

16电流传感器

17电流传感器

18电压传感器

19电流传感器

d1至d6二极管

q1至q6开关元件