AC-DC电源转换器及用于该电源转换器的方法与流程

本发明涉及利用直接dc-dc电源转换而将ac电源输入转换成dc电源输出，并且更具体地涉及用于并联操作的直接dc-dc转换装置。

背景技术：

在许多应用中，电源转换器需要在宽的输入或输出电压范围内操作。在输入电压范围或输出电压范围与转换效率之间存在折衷。在宽的输入电压范围或输出电压范围内操作的电源转换器比它们的窄范围的对应者呈现出更大的效率下降。对于给定的输入电压，大多数常规的电源转换器仅能够在窄输出电压范围内确保高效率。这是因为电源转换器的设计通常被称为单个操作点或变窄操作区域。因此，当远离设计点或区域操作转换器和部件时，跨转换器和部件的损耗和应力将会增加。该问题在宽电压范围的应用中尤为严重，比如现今的电动车dc快速充电器，例如，其输出电压范围在中国通常在200v至550v甚至达750v。

例如，第8,300,438号美国专利公开了一种ac-dc电源转换器，其具有三相升压转换器和降压转换器，三相升压转换器和降压转换器与相应的三相输入并联连接并与相应的三相输出串联连接。电源转换器具有第一控制电路和第二控制电路，第一控制电路和第二控制电路分别以0％的占空比操作三相升压转换器，以100％的占空比操作三相降压转换器，使得相a、b和c升压占空比和相a、b和c降压占空比近似由预定的式子定义，在该式子中，三相正弦波电压的相位角用作变量。这有助于提供更高的效率，因为每相的占空比被限制为在三分之一的ac周期中连续。然而，当0％升压转换器和100％降压转换器都操作时，输出电压未被调节而是与输入电压的大小成线性比例。结果是，该电源转换器因其线性电压增益而在给定输入电压下遭受相对窄的输出电压范围。因此，这种电源转换器不适于具有相对宽的输出电压范围的应用。

技术实现要素：

根据本发明的一个方面，提供了一种ac-dc电源转换器，包括：具有第一可控电源开关的ac-dc转换电路，ac-dc转换电路配置成接收第一ac电源并输出从第一ac电源产生的第一dc电源；多个dc-dc转换电路，所述多个dc-dc转换电路中的每一个具有向第二ac电源的中间转换，所述多个dc-dc转换电路配置成接收第一dc电源并组合第二dc电源输出。其中，所述多个dc-dc转换电路中的每一个包括具有第二可控电源开关的全桥dc-ac转换电路，使其dc侧跨接耦合在ac-dc转换电路的输出，并且在其ac侧的两端之间插入电容元件；以及控制器，控制器配置成：产生用于接通和断开ac-dc转换电路的第一可控电源开关的第一控制信号，使得第一dc电源的dc电压能够在dc电压范围内调节；并且产生多个第二控制信号，所述多个第二控制信号中的每一个用于在全桥模式和半桥模式下接通和断开多个dc-dc转换电路的对应的全桥dc-ac转换电路的第二可控电源开关，使得多个dc-dc转换电路呈现多级电压增益；其中：ac-dc转换电路的dc电压范围被设定为覆盖电压增益的两个连续级的电压增加。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于操作ac-dc电源转换器的方法，该方法包括：从第一ac电源产生具有可调dc电压范围的第一dc电源；以及组合来自第一dc电源的dc-dc电源转换的多个输出而产生第二dc电源，其中，多个dc-dc电源转换中的每一个具有通过电容元件向第二ac电源的中间电源转换，并且在全桥模式或半桥模式下实施使得多个dc-dc电源转换呈现多级电压增益；其中：dc电压范围被调节为覆盖电压增益的两个连续级的电压增加。

对于需要相对较宽电压范围的应用比如现今的电动车dc快速充电器，为了在宽电压范围内保持高电源效率，多个dc-dc转换电路在其输入端并联链接，并且任一dc-dc转换电路均需要承担部分电压调节的责任，同时所有dc-dc转换电路都在其设计点处操作以确保高效率。ac-dc转换电路可以由控制器调节(例如通过改变其开关的占空比)，以便供给从更低端点连续增加至更高点的dc输出电压。因此，两个相邻的离散电平之间(例如ho与hh之间、hh与fh之间、fo与fh之间、以及fh与ff之间)的电压间隙可以将ac-dc转换电路的dc输出电压连续地桥接调谐。

优选地，在全桥模式下，全桥dc-ac转换电路的第一支路和第二支路中的第二可控电源开关中的每一个以基本相同的占空比和基本相同的切换频率操作；并且在半桥模式下，第一支路中的第二可控电源开关中的每一个以基本相同的占空比和基本相同的切换频率操作，并且第二支路中的第二可控电源开关中的一个第二可控电源开关连续接通，第二支路中的另一第二可控电源开关连续断开。

优选地，dc-dc转换电路的输出端串联耦合。可以获得多个可能级电压增益，从而呈现出dc-dc转换电路的多级电压增益。由于dc-dc转换电路具有多个固定级电压增益，其dc输出电压通过改变dc输入电压来进行调节，该dc输入电压是ac-dc转换电路的输出电压。

优选地，谐振电感元件与电容元件串联耦合，使得全桥dc-ac转换电路在全桥模式和半桥模式下都以zvs操作。它不需要复杂的控制，这有助于降低成本并且易于实施。当dc-dc转换电路远离设计点操作时，dc-dc转换电路的效率会降级，特别是对于那些采用软开关技术的电路。这种软开关dc-dc转换电路例如包括与电容元件c串联耦合的谐振电感元件l，使得全桥dc-ac转换电路在全桥模式和半桥模式下都以zvs操作。每个llc转换器的切换频率是输入电压、输出电压和输出电流的函数。通常，切换频率既随着输入电压的增加而增加也随着输出电压和输出电流的减小而增加。结果是将产生更多的热，并且需要更强/更大的冷却系统，这导致更高的成本。根据本发明的dc-dc转换电路总是在具有固定切换频率和恒定占空比的设计点处操作，以便确保相对较低的损耗且确保在不同的输出电压和电流之间相对容易地实施。通过将转换器从全桥配置模式改变为半桥配置模式，转换器的电压增益可以减少一半，反之亦然。因此，可以减少对冷却系统的需求。总之，所提出的解决方案可以比现有技术的解决方案实现更低的成本和更高的效率。

附图说明

下文中将参照附图中示出的优选示例性实施方式而对本发明的主题进行更详细地说明，在附图中：

图1示出了根据本发明的实施方式的ac-dc电源转换器，如图所示；以及

图2a、图2b和图2c示出了根据本发明的实施方式的全桥dc-ac转换电路的全桥模式与半桥模式之间的过渡。

附图中使用的附图标记及其含义以概要的形式列在附图标记列表中。原则上，相同的部件在图中具有相同的附图标记。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的实施方式的ac-dc电源转换器。如图1所示，ac-dc电源转换器1包括ac-dc转换电路10、多个dc-dc转换电路11和控制器12。

ac-dc转换电路10配置成接收第一ac电源fa并输出从第一ac电源fa产生的第一dc电源fd。第一ac电源fa可以在ac电压vin处从外部ac电源供给。在该实施方式中，ac-dc转换电路10可以是具有第一可控电源开关的单相或三相的可控整流器。例如，ac-dc转换电路10可以是具有用于桥接件的六个臂中的每个臂的第一可控电源开关s11、s12、s13、s14的三相桥式整流器，比如晶闸管。其消光角可以通过对来自控制器12的控制信号进行调节来调整。因此，ac-dc转换电路10可以在可变dc输出电压vdc处提供第一dc电源fd。ac-dc转换电路10的dc侧并联跨接耦合在多个dc-dc转换电路11的dc侧。在该实施方式中，dc-dc转换电路11的数量是两个，并且本领域技术人员应当理解的是，可应用两个以上的dc-dc转换电路11。

dc-dc转换电路11中的每一个具有向第二ac电源sa的中间转换。特别地，dc-dc转换电路11具有dc-ac级、变压器和ac-dc级，并且第二ac电源sa被从dc-ac级输出，呈现为dc-dc转换电路11内的电源流。dc-dc转换电路11配置成接收第一dc电源fd并在dc输出电压udc处组合第二dc电源sd输出，这将在后面详细描述。dc-dc转换电路11中的每一个包括具有第二可控电源开关s21、s22、s23、s24的全桥dc-ac转换电路110(dc-ac级)，并且全桥dc-ac转换电路110的dc侧跨接耦合在ac-dc转换电路10的输出端。dc-ac转换电路110包括在其ac侧的两端之间插入的电容元件c。在该实施方式中，电容元件c串联耦合到dc-dc转换电路11的变压器111的初级绕组pw，并且dc-ac转换电路110的ac侧跨接耦合串联链接的电容元件c和变压器111的初级绕组pw。其配置成组合来自第一dc电源的dc-dc电源转换的多个输出而产生第二dc电源，其中，多个dc-dc电源转换中的每一个具有通过电容元件向第二ac电源的中间电源转换，并且以全桥模式或半桥模式实施，使得多个dc-dc电源转换呈现出多级电压增益。

控制器12配置成产生用于接通和断开ac-dc转换电路10的第一可控电源开关的第一控制信号和产生多个第二控制信号，所述多个第二控制信号中的每一个用于接通和断开dc-dc转换电路11的对应的全桥dc-ac转换电路110的第二可控电源开关。结果是，ac-dc转换电路10的dc输出电压可以通过改变第一控制信号来调节，并且全桥dc-ac转换电路110的ac输出电压可以通过改变第二控制信号来调节，并且还可以因整流器112可以被调节转而对dc-dc转换电路11的dc输出电压udc进行调节。

图2a、图2b和图2c示出了根据本发明的实施方式的全桥dc-ac转换电路的全桥模式与半桥模式之间的过渡。图2a示出了以全桥模式操作的全桥dc-ac转换电路的电路图。

如图2a所示，在全桥模式下，控制器12可以发送第二控制信号，以便以互补的方式同时切换第二可控电源开关s21和s23以及第二可控电源开关s22和s24。结果是，第二可控电源开关s21、s23、s22和s24中的每一者可以以50％的占空比和20khz的切换频率操作，如图2c所示。在全桥模式下，第二可控电源开关s21至s24可以以20khz的固定切换频率和50％的占空比操作。在过渡期间，第二可控电源开关s21和s22继续以固定切换频率和50％占空比操作以将输出值保持为期望水平，而pwm调制将开关s23的占空比从50％单调增加至100％并且以互补的方式将开关s24的占空比从50％减小至0％。开关中流动的电流i用箭头表示。因为开关s23永久接通及开关s24永久断开，全桥dc-ac转换电路110在过渡期间在开关s21和开关s22的固定频率控制的情况下继续以霍尔-桥模式操作。

如图2b所示，在半桥模式下，控制器12可以发送第二控制信号以便以互补的方式切换第一支路的第二可控电源开关s21和s22。此外，它们中的每一者可以以50％占空比和20khz切换频率操作，如图2c所示。第二支路中的第二可控电源开关中的第二可控电源开关s24中的一个连续接通，而第二支路中另一第二可控电源开关s23连续断开。然而，其他同步方法也是可能的。例如，第二可控电源开关s22和s24可以同步用于接通，第二可控电源开关s21和s23可以在接通时间的中间同步，或者第二可控电源开关s22和s24可以在断开时间的中间同步。

此外，全桥dc-ac转换电路110可以在断开(off)模式下操作，在断开模式下，通过断开其所有的第二可控电源开关s21-s24来实现控制，每个开关以0％占空比操作。

图2a和图2b的电路的第二可控电源开关s21-s24在一个方向上阻断电压并且在两个方向上传导电流。通常，开关s21-s24中的每一个由第二开关实施，该第二开关是具有反并联的不受控制的单向载流半导体的可控单向电源半导体开关，比如igbt和mosfet，其结构包括允许双向电流流动的反并联体二极管。因此，全桥dc-ac转换电路110可以以全桥模式或半桥模式操作，取决于由控制器12提供的第二控制信号。对于从半桥模式向全桥模式的过渡，开关s23和开关s24在与从全桥模式向半桥模式的过渡的方向基本相反的方向上被调制，即，开关s23的占空比从100％(即，连续接通)单调地减小至50％，同时，开关s24的占空比以互补的方式从0％(即，连续断开)增加。

从静态分析来看，在全桥模式下，电容元件c的平均电压为零。对应地，在半桥模式下，电容元件的平均电压为vdc/2。在该实施方式中，当在一个系统中使用两个dc-dc转换电路11时，可以获得五种不同的操作模式。五种不同的操作模式是全全模式、全半模式、半半模式、全断模式和半断模式。当两个dc-dc转换电路11以固定切换频率和占空比处于全桥模式操作时，转换器具有联合电压增益，m＝1。类似地，对于固定切换频率和占空比的半桥模式，电压增益为0.5。当它处于断开模式时，电压增益为0。因此，当dc-dc转换电路11的输入并联地跨接耦合ac-dc转换电路10的输出dc电压vdc并且dc-dc转换电路11的输出串联耦合时，可以获得4种可能级电压增益2、1.5、1和0.5，呈现出dc-dc转换电路11的多级电压增益。由于dc-dc转换电路11具有4个固定级电压增益，其dc输出电压通过改变dc输入电压来调节，该dc输入电压是ac-dc转换电路10的输出电压。

在该实施方式中，控制器12可以通过以互补的方式同时切换第一可控电源开关s11和s13以及第一可控电源开关s12和s14来调节dc电压范围内的从ac-dc转换电路10输出的第一dc电源fd的dc电压vdc，每个开关以范围从0％至100％的占空比操作。作为替代，假定ac-dc转换电路10采用半桥拓扑，本领域技术人员应当理解的是，可以通过适当地控制其开关的占空比来调节其输出dc电压vdc。

ac-dc转换电路10的dc电压范围被设定为覆盖电压增益的两个连续级的电压增加。在控制器12的控制下，电源转换被ac-dc转换电路10调节，调谐其dc输出电压vdc，该dc输出电压vdc由此在相对小的范围内变化。来自ac-dc转换电路10的输出并联地馈送至dc-dc转换电路11的输入，以固定切换频率和占空比操作分别被它们转换并且在它们的串联链接的输出端输出。每个dc-dc转换电路11的电压增益根据全桥模式、半桥模式或断开模式而是可变化的，使得dc-dc转换电路11的输出电压可以以其之间具有相对大的间隔的离散电平而变化，呈现出各种电压增益0.5、1、1.5和2。假定ac-dc转换电路10的输入至dc-dc转换电路11的dc输出电压vdc保持大致恒定，两个连续电压增益之间的间隙是0.5，这使得ac-dc转换器1的输出dc电压vo离散。如以上方法，ac-dc转换电路10的dc输出电压vdc可以通过改变其占空比来调节，并且因此其在dc电压范围[vdc_1，vdc_2]内是可变的，并且对于两个端点，ac-dc转换器1的输出dc电压vo的分布如表i所示：

表i

本领域技术人员应理解，ac-dc转换电路10可以例如通过改变其开关的占空比而由控制器12调节，以便供给从更低端点vdc_1连续增加至更高点vdc_2的dc输出电压vdc。因此，两个相邻的离散电平，例如ho与hh之间、hh与fh之间、fo与fh之间、以及fh与ff之间的电压间隙可以将ac-dc转换电路10的dc输出电压vdc从vdc_1连续地桥接调谐至vdc_2，只要vdc_2-vdc_1大于或等于0.5*vdc_1。

通过拥有根据本发明的ac-dc转换器，就无需复杂的控制，这有助于降低成本并且易于实施。当远离设计点操作dc-dc转换电路时，它的效率会降级，特别是对于那些使用软开关技术的电路。这种软开关的dc-dc转换电路例如包括谐振电感元件l，该谐振电感元件l与电容元件c串联耦合，使得全桥dc-ac转换电路在全桥模式和半桥模式下都以zvs操作。每个llc转换器的切换频率是输入电压vin、输出电压vo和输出电流的函数。通常，切换频率既随着输入电压的增加而增加也随着输出电压和输出电流的减小而增加。结果是，将产生更多的热量，并且需要更强/更大的冷却系统，这导致更高的成本。根据本发明的dc-dc转换电路总是在具有固定切换频率和恒定占空比的设计点处操作，以便确保相对低的损耗且确保在不同的输出电压和电流之间相对容易地实施。例如，当dc-dc转换电路是llc谐振拓扑时，dc-dc转换电路将始终在其谐振频率附近切换，能够在整个宽输出范围内使开关损耗最小化。通过将转换器从全桥配置模式改变为半桥配置模式，转换器的电压增益可以减少一半，反之亦然。

因此，可以减少对冷却系统的需求。总之，所提出的解决方案可以实现比现有技术解决方案更低的成本和更高的效率。对于需要相对宽电压范围的应用比如现今的电动车dc快速充电器，为了在宽电压范围内保持高电源效率，多个dc-dc转换电路在其输入端并联链接，并且任一dc-dc转换电路都需要承担电压调节的部分责任，同时，两个dc-dc转换电路都在其设计点处操作，以确保高效率。

此外，当两个dc-dc转换电路以90度相移切换时，输出端子处的高频输出电压纹波能够显著减小。因为高频分量的大小很小，可以减小输出滤波器的尺寸和成本。

尽管已经基于一些优选实施方式对本发明进行了描述，但是本领域技术人员应理解，那些实施方式绝不应当限制本发明的范围。在不脱离本发明的精神和概念的情况下，对实施方式的任何变化和修改都应当在本领域具有普通知识和技术的技术人员的理解之内，并且因此落入由所附权利要求限定的本发明的范围内。