功率控制电路的制作方法

本发明涉及用在功率变换器与功率变换方法中的功率控制电路和方法。在此描述的本发明主要涉及适合在关于发光二极管(led)的驱动器、电池充电器和其他需要精确调节负载电流的应用(但是不限于这些特定的应用)中使用的dc-dc功率变换器和功率变换方法。

背景技术：

许多设计应用，特别是涉及电池充电和led照明的应用，需要能够提供精确调节负载电流的功率变换器。大多数情况下，功率变换器为隔离型，具有由隔离电源变压器磁感应耦合的一次电路和二次电路。在几乎所有的这些应用中，具有位于一次侧的一功率控制器，和在二次侧的一电流检测电路，从中得到反馈信号并利用光耦合器或类似装置传送给一次侧的控制器。

谐振功率变换器拓扑结构非常适合功率变换应用，在很大程度上由于它们的高效率和低射频(rf)发射的优点。特别地，半桥拓扑变换器变得越来越普遍，尤其是那些具有lc(电感-电容，也称为串联谐振器)、llc(电感-电感-电容)、lcc(电感-电容-电容)和llcc(电感-电感-电容-电容)的拓扑结构。

许多离线功率变换器应用，例如led驱动器，需要具有非常低的纹波含量并且被精确调节的恒定电流(cc)输出特性。一般的方法是直接在二次侧检测输出电流，并通过隔离器件(如光耦合器)将其传送到一次侧的功率控制器。该方法可能增加产品的尺寸和成本。因此有利的是使用以较低的成本实现相似精度的cc方法。

一次感应电流调节(pscr)是一种在具有相对窄的线路和负载条件范围的应用中可以实现足够程度的cc控制的方法。例如，已有采用lc(串联谐振)拓扑的单级固定输出led驱动器，其用pscr实现具有良好精度和低纹波的cc输出特性。然而，这些例子不能精确地调暗输出(通过降低输出电流强度)，除非提供额外的感应和控制电路。为了在保持良好效率和低rf发射的同时扩展动态范围，更改为llc，lcc或llcc拓扑通常是可行的。然而，在这些拓扑结构中的一次和二次电流在线路和负载条件的两端不能很好地测量，致使一次感应电流调节不可行。

图6示出了llcc变换器的一个示例。在图7中，流经功率变换器各部分的电流被示出。图7b示出了从变压器传送至输出整流器模块的电流。图7f示出了流经一次电流检测电阻r1的电流，其明显非常不同，而图7g示出了误差电流。并联谐振储能组件c3，l3的电流贡献改变了所感应的平均电流的波形和数值，产生误差，误差随着变换器的输出功率降低而增加。

例如，us20130094248a1(参见图1)公开了一种通过感应一次电流来工作而实现一次侧电流调节的方法。然而，该方法受到流经出现在所述电路中的电抗组件的电流所产生的误差的影响。

us7948774b2(图2)和us8842449b1(图3)公开了一种通过检测与一次变压器绕组串联放置的电容器的两端产生的电压来工作而实现一次侧调节的方法。如果频率保持不变，该方法将调节平均电流。然而，这仅在线路和负载条件保持不变时或者在功率输出可以在不改变频率的情况下被调节时实现，例如在移相全桥变换器中。同样，该方法受到与上述相同的估计误差的影响。

us20150124489a1(图4)公开了一种实现一次侧调节的方法，其通过感应与一次变压器绕组串联放置的隔离电流变压器两端产生的电压来工作。该方法将实现一定程度的调节，只要在线路和负载条件保持不变时或者在功率输送可以在不改变频率的情况下被调节时，例如在相移全桥变换器中。再次，该方法受到与上述相同的估计误差的影响。

us20140361698(图5)公开了一种实现一次侧调节的方法，该方法通过感应与电桥的一个开关晶体管串联放置的电阻器两端产生的峰值电压来工作。该方法将提供不理想的调节，除非在线路和负载条件保持不变时或者在功率输送可以在不改变频率的情况下被调节时，例如在移相全桥变换器中。同样，该方法受到与上述相同的估计误差的影响。

本发明的一个目的是克服或改善现有技术的至少一个缺点，或提供有用的替代方案。

技术实现要素：

在第一方面，本发明提供了一种用于功率变换器的电流控制电路，所述功率变换器具有：

一次电路，用于接收通过第一供电轨和第二供电轨的电源电流；

在所述一次电路中的一次连接；

提供输出电流的二次电路；

在所述二次电路中的二次连接，所述二次连接被连接至所述一次连接；

一控制器，控制在所述一次电路中的一个或多个开关以控制所述输出电流；以及

一产生电抗性电流的电抗电路；

所述电流控制电路包括：

一电流感应电路，被连接以绕开或消除电抗性电流，所述控制器被连接至所述电流感应电路并基于由所述电流感应电路所感应的信号电流控制所述一个或多个开关。

本发明的第二方面提供了一种功率变换器，其具有：

一次电路，用于接收通过第一供电轨和第二供电轨的电源电流；

在所述一次电路中的一次连接；

提供输出电流的二次电路；

在所述二次电路中的二次连接，所述二次连接被连接至所述一次连接；

一控制器，控制在所述一次电路中的一个或多个开关以控制所述输出电流；

一产生电抗性电流的电抗电路；以及

如上所述的电流控制电路。

本发明的第三方面提供了一种控制在功率变换器中的输出电流的方法，所述功率变换器包括：

一次电路，用于接收通过第一供电轨和第二供电轨的电源电流；

在所述一次电路中的一次连接；

提供所述输出电流的二次电路；

在所述二次电路中的二次连接，所述二次连接被连接至所述一次连接；

一控制器，控制在所述一次电路中的一个或多个开关以控制所述输出电流；以及

一产生电抗性电流的电抗电路；

所述方法包括：

连接一电流感应电路以绕开或消除所述电抗性电流；

将所述控制器连接至所述电流感应电路；以及

基于由所述电流感应电路所感应的信号电流来控制所述一个或多个开关。

本发明各种实施例的进一步特征在所附的权利要求书中进行定义。应理解，这些特征可包含在本发明不同实施例的不同组合中。

在本说明书的全部内容(包括权利要求书)中，术语“包括”、“包含”和其他类似的词语应被理解为囊括性的意思，也就是“包括，但不限于”的意思，且不意味着排他的和穷尽的，除非另有明确声明或上下文另有明确需求。

附图说明

现将参考附图并仅通过示例来描述根据本发明最佳模式的优选实施例，其中：

图1是一现有技术的电流调节电路的示意图；

图2是另一现有技术的电流调节电路的示意图；

图3是另一现有技术的电流调节电路的示意图；

图4是又一现有技术的电流调节电路的示意图；

图5是另一现有技术的电流调节电路的示意图；

图6是一现有技术llc变换器电路的示意图；

图7a至7g是流经图6所示电路的各元件的电流的示图；

图8是根据本发明的一实施例的功率变换器电路的示意图；

图9a至9f是流经图8所示电路的各元件的电流的示图；

图10是根据本发明的又一实施例的功率变换器电路的示意图；

图11a至11i是流经图10所示电路的各元件的电流的示图；以及

图12是根据本发明的另一实施例的功率变换器电路的示意图。

具体实施方式

参照附图，本发明实施例提供一种用于功率变换器2的电流控制电路1。功率变换器2具有一次电路3，一次电路3用于接收通过第一供电轨ht+和第二供电轨ht-的供电电流。在一次电路3中有一次连接4。功率变换器还具有提供输出电流的二次电路5，在二次电路5中有二次连接6。二次连接6被连接至一次连接4。控制器u1控制一次电路3中的一个或多个开关以控制输出电流。在所示的实施例中，有两个开关s1和s2。功率变换器2的性质使得它具有产生电抗性电流的电抗电路7。电抗电路7可以包括电容元件、电感元件或其组合中的一个或多个。电抗电路7可以是虚电路，其中电容元件、电感元件或其组合中的一个或多个是功率变换器2的电路中固有的。或者，电抗电路7可以包括实际元件，其中电容元件、电感元件或其组合中的一个或多个可以包括实际电容器或实际电感器。

电流控制电路1包括连接的电流感应电路8以绕开或消除电抗性电流。控制器u1被连接到电流感应电路8，并基于由电流感应电路8所感应的信号电流来控制一个或多个开关s1和/或s2。

在一些实施例中，如图8和图10最佳地示出，一次连接4为一次绕组w1，且二次连接6为感应耦合到一次绕组w1的二次绕组w2。

在其他实施例中，如图12最佳地示出，有线连接将一次连接4直接连接到二次连接6。

在图8和图12所示的实施例中，电流感应电路8与一次连接4串联。在这些具体的实施例中，电流感应电路8包括与一次连接4串联的电流感应电阻器9(图8和图12中的r1)。更具体地，在所示的实施例中，电流感应电阻器与一次连接4直接串联。电抗电路7被跨接在一次连接4和电流感应电路8的两端，电流感应电路8因此绕开电抗电路7。在图8和图12所示的具体实施例中，电抗电路7包括跨接在一次连接4和电流感应电阻器9两端的并联电感元件l3。电抗电路7还包括跨接在一次连接4和电流感应电阻器9两端的并联电容元件c3。

在图10所示的实施例中，电抗电路7包括与一次绕组w1相关联的磁化电感元件l3。电抗电路7还包括与二次绕组w2并联的并联电容元件c3。电流感应电路8包括感应耦合到二次绕组w2的辅助绕组10(图10中的w3)。电流感应电路8还包括与辅助绕组10串联的误差校正网络11。误差校正网络11产生与电抗性电流相等且反相的误差校正电流。误差校正网络通常包括校正电容元件、误差校正电感元件或其组合中的一个或多个。在图10所示的具体的实施例中，误差连接网络11包括与误差校正电容元件13(图10中的c4)并联的误差校正电感元件12(图10中的l4)。

按照图10所示的实施例，电流感应电路8与误差校正网络11串联，其中电流感应电路8接收误差校正电流以消除电抗性电流。在图10所示的具体的实施例中，电流感应电路8包括与误差校正网络11串联的电流感应电阻器9(图10中的r1)，电流感应电阻器9接收误差校正电流以消除电抗性电流。

在图8、图10和图12所示的所有实施例中，控制器u1可以基于由电流感应电路8所感应的信号电流的平均值来控制一个或多个开关s1和/或s2。可选择地或除此之外，控制器u1可以基于由电流感应电路8所感应的信号电流的均方根(rms)来控制一个或多个开关s1和/或s2。

在这些实施例中，二次电路5还包括整流电路14，以接收输出电流并提供整流输出电流。整流输出电流可以例如被提供给至少一个led或led照明系统。作为另一示例，整流输出电流可以被提供给至少一个可充电电池。

这些实施例在llcc拓扑是llcc、llc、lcc和lc拓扑结构的超集的条件下而被描述，适用于半桥和全桥配置。

在本发明的一些实施例中，例如适合用在开关模式电源的那些实施例中，电流可以被分成两个或更多个支路，每个支路具有一个或多个谐振电容器。在这些情况下，电流感应电路8仅位于一个支路中。应当理解的是，在本发明的范围内，电流感应电路仍然与一次连接4串联，因为即使每个支路接收一部分电流，每个支路也与一次连接串联。因此，在这些情况下，仅在一个支路中的电流感应电路8将仅得到电流的一部分。

正如本领域技术人员所理解的，在一个实施例中，本发明还提供了一种控制功率变换器2中的输出电流的方法。功率变换器2具有一次电路3，一次电路3用于接收穿过第一供电轨ht+和第二供电轨ht-的供电电流。在一次电路3中有一次连接4。二次电路5提供输出电流。在二次电路5中存在二次连接6，二次连接6被连接至一次连接4。控制器u1控制一次电路3中的一个或多个开关以控制输出电流。功率变换器2具有产生电抗性电流的电抗电路7。控制功率变换器2中的输出电流的方法包括连接电流感应电路8以绕开或消除电抗性电流，将控制器u1连接到电流感应电路8，以及基于由电流感应电路8所感应的信号电流控制一个或多个开关。在一些实施例中，基于由电流感应电路所感应的信号电流来控制一个或多个开关的步骤是基于信号电流的平均值的。可选择地或除此之外，基于由电流感应电路所感应的信号电流来控制一个或多个开关的步骤是基于信号电流的rms的。

在说明书中描述的本发明的实施例被作为基于llcc拓扑的功率变换器设计的参考。llcc拓扑是相关拓扑结构尤其是llcc、llc、lcc和lc拓扑结构的超集，可以应用于半桥和全桥配置。所描述的本发明的实施例适用于这些拓扑结构中的每一个。

图8和图10所示的实施例理论上实现相同的结果，但是由于寄生元件，在给定的应用中，一个实施例可以优于另一个实施例。两种方法都通过隔离一次电流的反射负载分量并将其传递给位于电源变压器t1的一次侧的控制器，即一次电路3来工作。该信号可以被整流、滤波并用于控制功率变换器2的输出电流。该方法应用相对简单，并且在各种操作条件下提供精确的误差补偿。

为了精确的输出电流的调节，要求监控的电流感应信号(cs)精确地表示被输出整流级传递的输出电流脉冲的规格(scale)形式。因此，在每个实施例中，各种电流波形和电流感应信号的最终保真度被描述。

图8示出了包括dc供电轨ht+和ht-的半桥应用，提供由控制器u1控制的一对开关s1和s2。控制器u1提供驱动串联谐振储能件c2和l1、并联谐振储能件c3和l3的基本方波电压源，将dc输出功率通过变压器t1提供至输出整流级d20至d23(即整流电路14)和能量储存元件c20至负载。

流经并联电容器c3和电感器l3的电流绕开电流感应元件9(r1)以避免促成对电流感应信号的任何误差。然而，变压器磁化电流确实流经电流感应元件，因此对电流感应信号产生一些误差，但如果磁化感应很大，那么这可忽略。控制器u1还可以包括对该微小误差的补偿。

图9a至图9f示出了相关的电流波形。流经并联电容器c3和电感器l3的电流绕开电流感应电阻器，从而避免了由于c3和l3引起的任何误差。图9b示出了在输出电流进入整流电路14之前的二次电路5的输出电流。图9c和图9d分别示出了流经l3和c3的电流。图9f示出了由控制器所感应的电流，其精确地表示传递到9b所示的输出的电流。

图8所示的实施例是相对简单的实施，但是实际制造的电路中的寄生元件可能导致不期望的影响。具体地，变压器t1中的绕组之间的漏电可能引起额外的振铃效应，这可能导致包括例如增加的开关损耗和rf发射的不期望的影响。因此，在一些实施方式中，如图10最佳地示出，有利的是将在二次电路5中的c3放置在变压器漏电感应之后以使该振铃效应最小化。另外，为了降低成本，最好在变压器磁化感应中包括l3，也如图10所示。这样的问题在于，一次电路3中的电流感应电路将感应由c3引起的附加电流和变压器磁化电流，其导致测量平均二次电流的误差。图10所示的实施例示出了一种消除误差的简单方法，使得可以在电势垒的一次侧，即一次电路3上感应到真实的平均电流。

图10中的实施例是包括dc供电轨ht+和ht-的半桥应用，提供由控制器u1控制的一对开关s1和s2。控制器提供驱动串联谐振储能件c2和l1的基本方波电压源，将dc输出功率通过具有磁化感应l3的变压器t1提供至并联电容器c3和输出整流级d20至d23(整流电路14)以及能量储存元件c20至负载。变压器t1上的辅助绕组10(w3)驱动误差校正网络11(c4和l4)以驱动反相电流进入电流感应电阻器9(r1)。通过c4和l4的电流被设计成产生通过电流感应电阻器9的电流，所述电流与l3和c3产生的电流相等且反相，从而在电流感应电阻器9上产生基本上表示在输出电流进入整流电路14之前的二次电路5的输出电流的电压信号。

图11a至图11i示出了与图10所示的实施例相关的波形。提供给负载的电流如图11a所示，而整流前的电流如图11b所示。二次绕组w2中的电流(如图11d所示)是通过c3的电流(如图11c所示)和整流前的负载电流之和(如图11b所示)。一次绕组w1中的电流(如图11f所示)是二次绕组w2中的电流(乘以匝数比)加上通过l3的磁化电流(如图11e所示)。为了产生与未校正的负载电流成比例的电流，通过误差校正网络11(l4和c4)的电流被加到一次电流上。在电流感应电阻器9中产生的电流呈现给控制器u1，如图11i所示。该信号的整流平均值精确地表示平均负载电流。

为了给示例性应用提供最佳误差校正，c4和l4的最佳值由以下等式给出：

本领域技术人员可以理解，上述实施例可以以多种方式被应用。例如，实施例同样适用于llc、lcc、llcc谐振或其他前向型变换器，其具有需要校正的电抗元件以实现精确的一次感应电流调节。当前描述的实施例关于半桥拓扑被示出，但是同样适用于包括全桥、多相、推挽在内的其他拓扑结构。

本发明有利地适用于隔离功率变换器，但也可以有效地用于非隔离类型。本发明在难以将表示输出电流的反馈信号从输出电路传送到控制器的情况下是有用的。例如，控制器可以作为与被连接到负载的供电轨不同的供电轨的参考，例如可以存在于包含无源功率因数校正的应用中。在这些应用中，通过使用本发明的实施例来调节输出电流可以获得显着的成本优势，因为这避免了采用光耦合器、电流感应放大器、电平位移器等的替代调节方法的较高成本。图12给出了与图8所示的实施例类似的根据本发明另一实施例的非隔离应用的示例。在图12中的实施例，代替通过一次绕组w1和二次绕组w2连接一次电路3和二次电路5的变压器t1，有线连接直接将一次电路3的一次连接4连接到二次电路5的二次连接6。

输出功率可以利用全波整流(如前面的描述中所示)、半波整流或没有任何整流被传递到负载。误差消除方法适用于更复杂的谐振变换器拓扑结构，其中电抗误差校正网络可以可选地包括其他电感、电容和电阻元件，以便通过感应一次电流更精确地推算输出负载电流。可存在多个需要误差校正的并联谐振电路。这些并联谐振电路中的一个或多个可以位于二次绕组上(如上面的描述中所示)或位于其他变压器绕组上。

应当理解前述实施例仅仅是用于描述本发明原理的示例性实施例，并且本发明并不局限于此。由本领域技术人员进行的各种变形和修改不脱离本发明的精神和实质，且这些变型和修改也涵盖在本发明的范围之内。因此，尽管已经参考具体示例描述了本发明，但是本领域技术人员可以理解，本发明可以以许多其他形式呈现。本领域技术人员还可以理解，各种已描述的例子的特征可被组合成其他的组合。特别地，本领域技术人员可以理解，在本发明的范围内存在上述电路的不同变型。对于本领域技术人员来说，上述电路布置有许多可能的排列。因此，实施例中示出的电路元件可以自由地互换，以不同的布置或顺序放置，但是仍然提供关于在所描述的实施例中的最初布置或排序的电路所描述的功能，因此，仍然落入本发明的范围内。