恒定功率的LED驱动系统及恒定功率控制方法与流程

本发明主要涉及到节能照明领域，确切的说是涉及到在含有发光二极管的LED串组的拓扑结构中提供一种驱动LED串组的驱动系统，在恒定功率的条件下使得流经LED串组的总电流波形接近正弦波，保障提供给LED串组的电压在过高等情况下依然能够维持输入功率处于基本恒定的模式之下，且具有较好的功率因子/总谐波失真指标。

背景技术：

在照明领域采用发光二极管灯具后，由于发光二极管灯具具有发光效率高、节能效果明显、寿命长以及无污染、抗震动等显著优点，日益受到世界各国的重视，尤其是在能源短缺的国家和地区这种需求更强烈。发光二极管灯具的驱动方法根据二极管半导体器件自身的伏安特性，也一直在不断的创新。传统发光二极管灯具驱动较多的采用恒流电源和恒压电源，虽然电源成本和价格是在逐步降低，但与发光二极管灯珠的价格相比其降价幅度仍然相差很大，传统发光二极管灯具使用的驱动电源中的某些磁性元件和某些电解电容的使用，会严重的制约的发光二极管灯具驱动电源的整体寿命和转换效率，也影响了发光二极管灯具的照明效果，作为替代方案，开发低成本、高效率、长寿命的新型驱动方案已成为未来发光二极管灯具发展的重点。而驱动电路与发光二极管光源相互结合的光电一体化设计思维，除了需要去除电解电容和磁性元件等负面影响，发光二极管灯具驱动性能的外部离散元件及其相关性的驱动设计思路，正成为光电一体化发光二极管灯具驱动电路设计的发展趋势之一。站在半导体的角度观察，发光二极管具有普通二极管的伏安特性，即在发光二极管两端施加正向导通电压后，极其微小的电压变化即可引起流经发光二极管的电流的较大幅度变化：例如，当发光二极管的正向导通电压约为3.00V时，则流经发光二极管的电流大约为350mA，当发光二极管的正向导通电压为3.25V时，流经发光二极管的电流大约为750mA，通过简单的对比由此可知，发光二极管的正向导通电压虽然仅仅只是略微变化了较小的250mV，但流经发光二极管的电流却增加了大约一倍以上，且发光二极管具有较高的负电压/温度系数，因此恒压电源并不能保证发光二极管电流按照预期的那样维持不变，这无疑影响了发光二极管的发光效果，因为发光二极管的光辐射强度与流经它的电流是相关联的。而恒流电源虽能使发光二极管灯具稳定工作，但由于受环境工作温度影响，发光二极管两端的工作电压并不相同，发光二极管灯具的功率也就随之发生变化，因此发光二极管的亮度也不能得到最佳发挥。所以现有的发光二极管灯具的恒压或恒流的驱动方法无法有效解决发光二极管功率随温度及发光二极管工作电压变化而带来的问题，业界需要提出更好的发光二极管灯具恒定功率控制方法。

基于当前某些驱动电路架构的恒定功率方案，由于交流市电有时候实际峰值比预期的峰值要略大，或者某个时刻的线电压比在该时刻的常规预设电压值要大，结果是：在提供给发光二极管串组的线电压过高时，流经发光二极管的总电流波形在对应于过高线电压时刻会显现出来有个凹陷，线电压漂移得越高总电流的这个凹陷特征就越深，在线电压过高也即总电流凹陷的时刻虽然可以使得输入功率基本恒定，但是它会导致总电流的波形偏离正弦曲线，在凹陷处容易受到干扰，会使得功率因子和总谐波失真的指标严重恶化。

技术实现要素：

在本发明的一个实施例中，披露了一种恒定功率的LED驱动系统，主要是用于驱动串接的LED串组(LED Lamp/Light String)，其中主要包括：

与所述LED串组串联连接的主晶体管、电流感测电阻，其中交流电经过桥式整流器整流后产生的脉动电压为所述LED串组供电；

驱动所述主晶体管的第一运算放大器，其中用于表征流经所述LED串组电流大小的并施加在所述电流感测电阻上的压降输入在所述第一运算放大器的反相端，以及一个基准电压输入在所述第一运算放大器的正相端；

所述基准电压至少具有采样自所述脉动电压的有效值和交流值，使所述基准电压在每个周期的波形趋于按照正弦波曲线的规律变化。

上述的恒功率LED驱动系统，还包括一个用于采样所述脉动电压的采样电路，其具有第一分压器和第一缓冲器；

第一缓冲器利用第一分压器对所述脉动电压进行分压并输出前后级隔离的采样值。

上述的恒功率LED驱动系统，还包括一个产生的电压与所述有效值成比例关系的第二运算放大器；

其中，第二分压器用于对所述采样值进行分压，第二分压器中设有的一个采样电阻的高电位端和低电位端对应分别连到所述第二运算放大器的反相端和正相端使得所述第二运算放大器输出的结果为负，其中在采样电阻的高电位端连接有一个对地电容用于滤除所述采样值的交流成分并保留所述有效值成分。

上述的恒功率LED驱动系统，还包括一个产生的交流电压与所述脉动电压的峰值的正弦函数成比例关系的第三分压器；

第三分压器的分压采样节点处对地的电阻值可调藉此在分压采样节点产生的电压呈现为交流值：在所述采样值增大时分压采样节点处对地的电阻值趋于减小，在所述采样值降低时分压采样节点处对地的电阻值趋于增大；

其中，第二缓冲器利用第三分压器产生的交流值而输出前后级隔离的交流分量。

上述的恒功率LED驱动系统，第三分压器包括连接在所述采样值和接地端之间的上置电阻和下置电阻，以及在下置电阻两端并联有一个用作电阻调节的场效应晶体管并且其受到一个电阻控制电路的控制：

电阻控制电路在感测到所述采样值增大时控制所述场效应晶体管的电阻值降低，电阻控制电路在感测到所述采样值减小时驱动所述场效应晶体管的电阻值增大。

上述的恒功率LED驱动系统，还包括一个基准合成电路根据所述脉动电压的有效值和交流值合成的所述基准电压V_REF满足以下关系式：

V_REF＝V_CON+K1*V_MAX*|sinωt|-K2*V_RMS；

函数关系式中V_CON是预设的恒定常数，而V_MAX是所述脉动电压的峰值及V_RMS是所述脉动电压的有效值，系数K1和K2是预设的常数，其中ω是交流电角频率而t是时间。

上述的恒功率LED驱动系统，在一个周期内的输入至LED串组的总功率P可以用以下函数关系式表示为：

总功率的函数关系式中T为1/2f、ω＝2πf，f为交流电电源的频率。

在本发明的另一个实施例中，披露了一种基于上述的恒定功率LED驱动系统的恒定功率控制方法，主要包括以下方案：

利用采样电路对所述脉动电压采样和输出前后级隔离的采样值；

利用有效值提取电路撷取所述脉动电压的有效值；

利用交流值提取电路撷取所述脉动电压的交流值；

利用基准合成电路根据所述脉动电压的有效值和交流值合成所述基准电压V_REF；

其中所述基准电压V_REF的正弦曲线进一步迫使流经所述LED串组的电流在每个周期的波形也为接近正弦波的正弦曲线。

上述的方法，其中：所述有效值提取电路包括一个产生的电压与所述有效值成比例关系的第二运算放大器，和包括一个第二分压器；

第二分压器用于对所述采样值进行分压，第二分压器中设有的一个采样电阻的高电位端和低电位端对应分别连到所述第二运算放大器的反相端和正相端使得所述第二运算放大器输出的结果为负，其中在采样电阻的高电位端连接有一个对地电容用于滤除所述采样值的交流成分并保留所述有效值成分。

上述的方法，其中：所述交流值提取电路包括一个产生的交流电压的峰值与所述脉动电压的峰值成比例关系的第三分压器，和第二缓冲器；

第三分压器的分压采样节点处对地的电阻值可调藉此在分压采样节点产生的电压呈现为交流值：在所述采样值增大时分压采样节点处对地的电阻值趋于减小，在所述采样值降低时分压采样节点处对地的电阻值趋于增大；

第二缓冲器利用第三分压器产生的交流值而输出前后级隔离的交流分量。

按照上文所述的驱动电路架构所提供的恒定功率方案，这种新型LED驱动恒定功率控制方案的思想：是通过采样LED串组的供电线电压产生至少两组分量(分量之一是有效值和分量之二是交流值)合成接近正弦曲线的基准电压值，它用来实现对LED串组的恒定功率的调节控制。结果是：即使线电压出现交流市电在某些时候实际峰值比预期的峰值要略大，或者某个时刻的实际的线电压比该时刻的常规规定电压值要大，由于在这种新型的LED驱动恒定功率控制电路方案的系统的拓扑结构中：采用电压采样电路、V_RMS处理电路以及基准合成电路，而且在系统中的检测电路之前可以再加上滤波电路，这样能够减小采样检测电路误判的可能性，从而产生接近正弦的总电流波形，并具有较高的总谐波失真或功率因数指标。值得注意的是，该驱动电路架构及其恒定功率方案不仅能够驱动单串的LED串组还可以驱动多串的LED串组。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1是可能引起流经LED串组总电流凹陷曲线的恒定功率拓扑范例示意图。

图2是恒定功率方案中流经LED串组的总电流发生明显凹陷的范例示意图。

图3是恒定功率方案中驱动LED串组可避免总电流发生凹陷的范例示意图。

图4是恒定功率方案中驱动LED串组的可选的电路拓扑结构的范例示意图。

图5是恒定功率方案中驱动LED串组不发生总电流凹陷事件的范例示意图。

具体实施方式

下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，但所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该等实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的方案都属于本发明的保护范围。

参见图1，为恒定功率控制电路的基本拓扑架构，交流市电V_AC来自交流电网，交流市电V_AC通过桥式整流器115进行全波整流，桥式整流器115具有四个二极管D1-D4并且属于现有技术，桥式整流器115输出的电压是波动的脉动电压V_IM。脉动电压V_IM用于为串联的发光二极管串组供电，LED串组具有的一系列二极管中前一级二极管的阴极连到后一级二极管的阳极，从而LED串组具有的一系列二极管按照这种规律依次连接，而且LED串组中首个第一级二极管的阳极耦合到脉动电压V_IM而LED串组中末尾最后一级二极管的阴极和参考地之间串联连接有主晶体管M和电流感测电阻R₀，主晶体管M例如是一个功率场效应管，主晶体管M的漏极和LED串组中末尾最后一级二极管的阴极相连，主晶体管M的源极和参考地GND之间连接电流感测电阻R₀。假设主晶体管M的漏极所属的节点为N₁，一个带有电阻R₁和电阻R₂的分压器150对节点N₁处的电压进行分压采样，电阻R₁和电阻R₂串联在节点N₁和参考地GND之间，电阻R₁和电阻R₂两者互连的节点为IN。运算放大器A1检测主晶体管M的漏极也即节点N₁处的电压，运算放大器A1的正相端输入第一参考电压值V_REF1，运算放大器A1的反相端耦合到所述的分压器150的分压节点IN，运算放大器A1根据节点N₁处的电压来判断是否开启电流控制单元120，具体的判断方案：当分压器150的采样节点IN处的电压V_IN＜V_REF1，则运算放大器A1通知电流控制单元120不工作，相当于整个LED驱动系统不开启恒定功率这一项功能；当分压器150的采样节点IN处的电压V_IN＝V_REF1，运算放大器A1通知电流控制单元120开始正常工作，此时分压节点IN的电压V_IN会被钳制在等于V_REF1，所以根据漏极节点N₁处的电压V_B的高低使得流入电流控制单元120输出节点N_C处的电流值实际上等于(V_B－V_REF1)/R₂－V_REF1/R₁，其中电流控制单元120的输入端耦合到所述分压器150的采样分压节点IN。考虑到电流控制单元120输出节点N_C处和主晶体管M的源极节点之间连接有电阻R_SEN，运算放大器A2的反相输入端耦合到电流控制单元120输出节点N_C处，或者说运算放大器A2的反相输入端和主晶体管M的源极节点之间连接有电阻R_SEN，在运算放大器A2的正相端输入第二参考电压值V_REF2，上述的源自电流控制单元120输出节点N_C处输出的电流{(V_B－V_REF1)/R₂－V_REF1/R₁}会从节点N_C处经过电阻R_SEN流入到主晶体管M的源极节点，主晶体管M的源极节点S处的电压V_S实际上满足V_S＝V_REF2－R_SEN×[(V_B－V_REF1)/R₂－V_REF1/R₁]，同时我们还获悉脉动电压V_IM和主晶体管M的漏极节点N₁处的电压V_B成正关联性，也即脉动电压V_IM增加导致电压V_B也会随之增加，反之脉动电压V_IM降低导致电压V_B也会随之降低。我们还知道流经整个发光二极管LED串组的总电流I＝V_S/R₀，根据V_S和V_B的函数关系式可以获知V_B增加时会导致V_S降低以及V_B降低时会导致V_S增加，所以总电流I总是与脉动电压V_IM以及电压V_B成负关联性，当输入交流电V_AC确定时(比如在电网的220±22V范围内)，我们只要调节分压器150的电阻R₁和电阻R₂各自的电阻值和调节运算放大器A2的反相端和主晶体管M的源极之间连接的电阻R_SEN的电阻值，就可以使得输入给LED串组的输入功率基本恒定，保障驱动LED串组的驱动系统维持在恒定功率工作模式。

参见图2，是图1的电路拓扑架构的恒定功率时线电压与总电流I的波形，曲线182表示的是线电压也即脉动电压V_IM某个周期的波形，在线电压也即脉动电压V_IM过高时导致总电流I波形在该时刻有个凹陷区段181A，这是维持恒定功率而出现的结果，线电压在该时刻的值越高则总电流I的这个凹陷区段则向下凹陷得越深，虽然这样的电压电流波动可以使得输入功率基本恒定，但很明显电流I这样的波形偏离正弦曲线，而且在凹陷区段处容易受到干扰，这会使得功率因子PF值和谐波失真THD的指标严重恶化。

参见图3，该恒定功率的实施方案与图1的实施方式存在着较大的不同。图1的分压器150是在主晶体管M的漏极节点N₁处来分压和采样电压：也即电阻R₁和电阻R₂串联连接在主晶体管M的漏极节点N₁处和参考地GND之间；但是在图3中，所示的第一分压器200不再在主晶体管M的漏极节点N₁处采样而是直接对桥式整流器115输出的脉动电压V_IM进行分压采样(例如直接在节点N₂处进行分压采样)。图3中节点N₂直接耦合到桥式整流器115的输出端而不是连到LED串组中末尾一级二极管的阴极端。

参见图3，在本发明的一个实施例中，披露了一种恒定功率的LED驱动系统，用于驱动串接的LED串组(LED Lamp/Light String)，恒定功率的驱动系统主要包括：与所述的LED串组串联连接的主晶体管M、电流感测电阻R₀，具体的串联关系是：LED串组和主晶体管M还有电流感测电阻R₀它们三者串联在一个电压输入端N0和参考地GND之间，LED串组的一系列二极管中首个第一级二极管的阳极连接到电压输入端N0，以及所述的LED串组的一系列二极管中末尾的最后一级二极管的阴极连接到主晶体管M的漏极端，主晶体管M的源极端和参考地GND之间连接该电流感测电阻R₀。交流电V_AC经过桥式整流器115整流后产生的脉动电压V_IM为所述的LED串组供电：例如图3中桥式整流器115在它的输出节点N₂处输出脉动电压V_IM，而LED串组的电压输入端N0则直接耦合到桥式整流器115的输出节点N₂处，所以脉动电压V_IM会直接施加在LED串组的电压输入端N0为LED串组供电。换言之：LED串组和主晶体管M和电流感测电阻R₀串联在接收脉动电压V_IM的电压输入端N0和参考地GND之间，主晶体管M的控制端子例如栅极所施加的电压水准确定了流经LED串组的电流大小和二极管的亮度。

参见图3，驱动主晶体管M的第一运算放大器A2的输出端连接到主晶体管M的栅极控制端。其中用于表征流经LED串组总电流I大小的并施加在电流感测电阻R₀上的压降输入在第一运算放大器A2的反相端，具体的连接关系是：主晶体管M的源极和电流感测电阻R₀的一端相连与节点S，电流感测电阻R₀的相对另一端接地。表征流经LED串组总电流I大小的并施加在电流感测电阻R₀上的压降耦合到第一运算放大器A2的反相端的具体含义是，流经LED串组总电流I乘以电流感测电阻R₀自身的电阻值得到的电压值可以用来体现总电流I的大小，该计算出的电压值就是施加在电流感测电阻R₀两端的压降，电流感测电阻R₀自身的电阻值是已知的。另外还提供一个基准电压V_REF输入在第一运算放大器A2的正相输入端，其中该基准电压V_REF是由如图3所示的一个基准合成电路240所输出的结果，下文会详细介绍。

参见图3，为了避免发生图2所示的电流I凹陷波形，我们总是希望能得到接近正弦波曲线的总电流I波形来来达到较高的总谐波失真THD，因此我们披露了图3所示的新型恒定功率的电路架构，该电路架构最重要的一点在于：基准电压V_REF中至少具有采样自脉动电压V_IM的有效值V_RMS项和交流值V_ACS项，使所述的基准电压V_REF在每个周期的波形趋于按照正弦波曲线的正半周的规律变化。关于本申请为何使基准电压V_REF关联到从脉动电压V_IM采样并计算出来的有效值V_RMS项和交流值V_ACS项，可以先分析在交流市电V_AC确定的条件下每一个周期LED串组的输入功率P可以计算为以下函数。

关于输入功率P的函数关系式中，交流电的周期T＝1/2f以及角频率交流电的大小是随着时间变化而变化的，其函数关系式中的f为交流市电电源的频率，f的常用值为50Hz或60Hz等工频，电流感测电阻阻值为R₀以及正弦变化的交流电V_AC的最大值为V_MAX，一般交流电的有效值确定了就相当于最大值确定了。

参见图3，利用恒定功率的电路架构将图3的输入功率P进行公式变换，我们的目的就是要依据从脉动电压V_IM采样分离和计算出来的有效值V_RMS项和交流值V_ACS项来反推出或者说是运算出一个合理的基准电压V_REF，当我们利用这个基准电压V_REF耦合到第一运算放大器A2的正相端并按照图示的拓扑运作，就可以使得该电路架构产生接近正弦的总电流I波形，满足恒定功率要求和抑制总电流I的凹陷现象。在不同交流电V_AC的电压情况下图3中电路拓扑的输入功率PA满足以下函数关系式。

输入功率PA的函数关系式可以按照以下方式进一步变化。

以上输入功率PA的函数关系式实际是相对复杂的函数，如果试图使输入功率PA趋于常数则指定的系数K1和K2取合适的常数值Constant-Value即可，输入功率PA趋于常数也意味着实现恒定功率。先行将基准电压V_REF拆分成带有有效值V_RMS的项和带有交流值V_ACS的项：V_REF＝V_CON+K1×V_MAX×|sinωt|－K2×V_RMS，这里涉及到V_REF的函数关系式中V_CON项是预设的恒定常数，系数K1和K2是预设的常数，而V_MAX是所述的脉动电压V_IM的峰值及V_RMS是所述脉动电压V_IM的有效值，以及其中的ω是交流电V_AC的角频率而t是时间。我们在上文中宣称基准电压V_REF拆分成带有有效值V_RMS的项和带有交流值V_ACS的项是因为：K1×V_MAX×|sinωt|这一项相当于是交流值V_ACS的项并且它是随着时间t变化而按照正弦曲线规律变化的，K2×V_RMS这一项相当于是有效值V_RMS的项并且它取决于选定的交流电。要使功率基本恒定，只需取合适的K1-K2，使有效值的项和交流值的项它们两者所合成的值V_REF与市电V_AC电压值成负相关，这里所谓的负相关可以理解成譬如交流市电V_AC电压值增加则V_REF降低，或者相反交流市电V_AC电压值减小则V_REF增加。从而按照这种方式，我们至少达成了一个目标：所述基准电压V_REF至少具有采样自所述脉动电压V_IM的有效值的项K2×V_RMS和交流值的项V_ACS，最终使得所述的基准电压V_REF在每个周期T的波形趋于按照正弦波曲线(例如正弦波的正半周)的规律变化，从而产生接近正弦的总电流波形。

参见图3，在本发明的另一个实施例中，披露了一种基于上述的恒定功率LED驱动系统的恒定功率控制方法，主要包括以下方案：利用采样电路200对脉动电压V_IM采样和输出采样值，利用有效值提取电路210撷取所述脉动电压V_IM的有效值V_RMS；利用交流值提取电路220撷取所述脉动电压V_IM的交流值V_ACS；利用基准合成电路240根据所述脉动电压的有效V_RMS值和交流值V_ACS合成所述基准电压V_REF；驱动主晶体管M的第一运算放大器A2的输出端连接到主晶体管M的栅极控制端，用于表征流经LED串组总电流I大小的并施加在电流感测电阻R₀上的压降输入在第一运算放大器A2的反相端，以及基准电压V_REF输入在第一运算放大器A2的正相端，保持LED串组的电流接近正弦波的主要原理是：基准电压V_REF的正弦曲线进一步迫使流经LED串组的电流在每个周期的波形也为接近正弦波(例如接近其正半周)的正弦曲线。

参见图4，上述的恒功率LED驱动系统，还包括用于采样所述脉动电压V_IM的采样电路200，采样电路200具有带有电阻R₁-R₂的第一分压器和第一缓冲器B1，其中第一分压器的电阻R₁和R₂串联连接在节点N₂和参考地GND之间，注意节点N₂直接耦合到上述的桥式整流器115的输出端，所以节点N₂上的电压也即所谓的脉动电压V_IM。第一分压器的电阻R₁和R₂两者间的互连节点为IN，第一分压器对脉动电压V_IM的采样和分压值就产生于节点IN。另外一个第一缓冲器B1(例如单位增益缓冲器或其他的类似的缓冲器电路buffer-circuit)的输入端耦合到节点IN，并在第一缓冲器B1的输出端OUT产生期望的采样值V_SAMPLE，这相当于第一缓冲器B1利用这个第一分压器200对所述的脉动电压V_IM进行分压并将分压值作为输入量而输出前后级隔离的采样值V_SAMPLE。缓冲器或缓冲电路的作用之一就是隔离前后级电路，避免前后级电路彼此之间干扰。

参见图4，上述的恒功率LED驱动系统，其中利用有效值提取电路210撷取所述脉动电压V_IM的有效值V_RMS的方案是：有效值提取电路210包括一个带有电阻R₃-R₄的第二分压器和包括一个第二运算放大器A3，电阻R₃和电阻R₄之间的互连节点为E，并且电阻R₃和电阻R₄两者串联在节点D和参考地GND之间，而且节点D耦合到第一缓冲器B1的输出端OUT。所以第二分压器对输出端OUT的采样值V_SAMPLE分压并在其中的电阻R₄两端来获取采样值V_SAMPLE的有效值。获取有效值的方案是：第二运算放大器A3的反相端连到节点D而正相端连到节点E，相当于在第二分压器中设置采样电阻R₄，第二运算放大器A3放大采样电阻R₄两端的压降，第二运算放大器A3输出端X1处输出的结果等于－K2×V_RMS，其中一个大电容C连接在节点D和参考地GND之间，也即第一缓冲器B1的输出端OUT在节点D处通过大电容C过滤交流部分滤成为基本上为直流量的电压，而且节点D处的电压基本滤成为等于有效值V_RMS，注意K2值可以通过第二运算放大器A3的放大比例调节。虽然第一缓冲器B1的输出端OUT可以直接耦合到节点D但也还可以在节点D处与第一缓冲器B1的输出端OUT之间连接一个电阻R₅。有效值提取电路210的作用相当于：有效值提取电路210包括一个产生/输出的电压－K2×V_RMS与所述有效值V_RMS成比例关系的第二运算放大器A3，其中，第二分压器用于对所述采样值V_SAMPLE进行分压采样，第二分压器中设有的一个采样电阻R₄的高电位端(高电位端是R₄连到节点D的一端)和低电位端(低电位端是R₄连到节点E的一端)对应分别连到所述第二运算放大器A3的反相端和正相端使得所述第二运算放大器A3输出的结果为负值，其中在采样电阻R₄的高电位端D连接有一个对地电容C用于滤除采样值V_SAMPLE的交流成分并保留所述有效值V_RMS成分。在第二分压器的电压接收端D与所述的第一缓冲器B1的输出端OUT之间连接有一个电阻R₅。在连接关系上：第二分压器的电压接收端D耦合到第一缓冲器B1的输出端OUT，第二分压器的电阻R₃和电阻R₄串联连接在电压接收端D和参考地GND之间，电阻R₄的一端连到电压接收端D，电阻R₄的相对另一端连到节点E，电阻R₃则连接在互连节点E和参考地GND之间，因为电压接收端D的电势高于互连节点E的电势，而且第二运算放大器A3的反相端连到节点D而正相端则连到节点E，所以第二运算放大器A3在输出端X1输出负的－K2×V_RMS。

参见图4，上述的恒功率LED驱动系统，其中利用交流值提取电路220撷取所述脉动电压V_IM的交流值V_ACS的方案是：交流值提取电路220包括带有电阻R₆-电阻R₇的第三分压器，电阻R₆和电阻R₇间的互连节点为F，第三分压器也是用于对采样值V_SAMPLE进行分压采样，在互连节点F处产生一个分压值，注意电阻R₆和电阻R₇串联在第一缓冲器B1的输出端OUT和参考地GND之间。电阻R₇连接在第一缓冲器B1的输出端OUT和互连节点F之间，电阻R₆连接在互连节点F和参考地GND之间。还在电阻R₆两端并联有一个MOS晶体管Q，晶体管Q的源漏极分别连到电阻R₆的两端，MOS晶体管Q的阻值R_X其实是变化的，并且MOS晶体管Q的阻值R_X受到电阻控制电路250输出的电压大小的控制而发生改变。电阻控制电路250用于侦测第一缓冲器B1的输出端OUT所产生的采样值V_SAMPLE的大小变化情况，例如电阻控制电路250也还可以侦测有效值提取电路210中第二分压器的电压接收端D处的电压情况，它们的侦测效果基本一样。当有效值提取电路210中第二分压器的电压接收端D处的直流电压升高时，这一情况被电阻控制电路250感测到，电阻控制电路250选择相对较小的阻值R_X；相反，当有效值提取电路210中第二分压器的电压接收端D处的直流电压降低时，这一情况被电阻控制电路250感测到，电阻控制电路250选择相对较大的阻值R_X；MOS晶体管Q的等效阻值的大小可以依靠电阻控制电路250输出在MOS晶体管Q的栅极的电压来调节，关于MOS晶体管Q的漏极源极间电阻和栅极电压的关系属于已知技术。按照这种方式，可以使得电阻R₆和电阻R₇间的互连节点为F处的电压的峰值与脉动电压V_IM的有效值V_RMS也为负相关性，即脉动电压V_IM的有效值V_RMS增大时互连节点F处电压的峰值降低，或者是脉动电压V_IM的有效值V_RMS减小时互连节点F处电压的峰值增加。第二缓冲器B2的输入端连到电阻R₆和电阻R₇间的互连节点F处，第二缓冲器B2的输出端为X2，第二缓冲器B2利用第三分压器在节点F产生的交流值而作为输入量并且第二缓冲器B2输出前后级隔离的交流分量，这个交流分量大致等于K1×V_MAX×|sinωt|。

参见图4，交流值提取电路220的作用相当于：交流值提取电路220包括产生的交流电压(即节点F处的电压)与脉动电压V_IM的峰值V_MAX的正弦函数V_MAX×|sinωt|成比例关系的第三分压器，原理是：第三分压器的分压采样节点F处对地的电阻值的大小可调节藉此在分压采样节点F产生的电压V_F呈现为交流值，而且分压采样节点F处对地的电阻值的这种调节关系为：在所述采样值V_SAMPLE增大时分压采样节点F处对地的电阻值趋于减小，在所述采样值V_SAMPLE降低时分压采样节点F处对地的电阻值趋于增大。注意这里交流值提取电路220的第三分压器感测采样值V_SAMPLE的增大或减小趋于时，电阻控制电路250可以不直接侦测采样值V_SAMPLE而改为侦测节点D处的电压：相当于节点D通过电阻R₅连到第一缓冲器B1的输出端OUT，在节点D和参考地之间连接一个相对较大的电容C，然后电阻控制电路250侦测节点D处的电压V_D的情况，同样：在节点D处的电压V_D增大时分压采样节点F处对地的电阻值趋于减小，在节点D处的电压V_D降低时分压采样节点F处对地的电阻值趋于增大。而且第二缓冲器B2(buffer)利用第三分压器在分压采样节点F处产生的交流值作为输入量并且第二缓冲器B2还输出前后级隔离的交流分量K1×V_MAX×|sinωt|。

参见图4，第三分压器的作用相当于：第三分压器包括连接在提供采样值V_SAMPLE的一个节点OUT和参考地GND之间的上置电阻R₇和下置电阻R₆，这里节点OUT是指第一缓冲器B1的输出端OUT节点或提供采样值V_SAMPLE的等同的节点。在下置电阻R₆两端并联连接有一个用作电阻调节的场效应晶体管Q，并且场效应晶体管Q受到一个电阻控制电路250的控制：电阻控制电路250在感测到节点OUT处的采样值V_SAMPLE增大时控制所述场效应晶体管Q的电阻值降低，电阻控制电路250在感测到节点OUT处的采样值V_SAMPLE减小时驱动所述场效应晶体管Q的电阻值增大；或者电阻控制电路250在感测到节点D处的电压V_D增大时控制场效应晶体管Q的电阻值降低，电阻控制电路250在感测到节点D处的电压V_D减小时控制场效应晶体管Q的电阻值增大。

参见图4，上述的恒功率LED驱动系统，还包括一个基准合成电路240，基准合成电路240根据脉动电压V_IM的有效值V_RMS和交流值V_ACS合成基准电压V_REF，有效值提取电路210在节点X1输出负的－K2×V_RMS，交流值提取电路220在节点X2输出的交流分量大致等于K1×V_MAX×|sinωt|，基准合成电路240接收到有效值提取电路210输出的－K2×V_RMS和收到交流值提取电路220输出的K1×V_MAX×|sinωt|，基准合成电路240再根据脉动电压V_IM的有效值V_RMS和交流值V_ACS合成基准电压V_REF。图4的实施例中有效值提取电路210通过一个电阻R₉将结果输送给基准合成电路240，还可以使交流值提取电路220通过一个电阻R₈将结果输送给基准合成电路240。基准合成电路240输出的基准电压V_REF耦合到运放A2的正相端并且基准电压V_REF满足以下关系式。

V_REF＝V_CON+K1*V_MAX*|sinωt|-K2*V_RMS。

函数关系式中V_CON是预设的恒定常数，可以在基准合成电路240中提前设置，而最大值V_MAX是脉动电压的峰值及V_RMS是脉动电压的有效值，系数K1和K2是可以任意调节的预设常数，其中ω是交流电角频率而t是时间。

参见图4，上述的恒功率LED驱动系统，在交流市电的每个周期内的输入至LED串组的总输入功率P可以用以下函数关系式表示为：

总输入功率P的函数关系式中的T＝1/2f、ω＝2πf，f为交流电电源的频率，以及电阻值R₀是所述的电流感测电阻的电阻值。

参见图5，是图3的电路拓扑架构的恒定功率时线电压与总电流I的波形，曲线182表示的是线电压也即脉动电压V_IM某个周期的波形，将以上有效值分量和交流分量通过基准合成电路240合成就能得到一个接近正弦曲线的V_REF值，从而产生接近正弦曲线的总电流波形。注意：在线电压也即脉动电压V_IM过高时不会导致总电流I波形在过高的该时刻有个凹陷区段，但仍然能维持恒定功率。假定线电压在某个时刻的值很高，但总电流I在该时刻的区段181B则仍然接近正弦曲线，即使出现这样的电压电流波动仍然能够使输入功率P基本恒定，则驱动系统具有较高的功率因子PF和谐波失真THD指标。

综上所述，本申请用于线性LED驱动的恒定功率控制电路的方案，主要解决了交流电源电压在一点范围内波动引起的输入功率P波动过大问题，改善传统架构THD较低的问题。该驱动电路包括整流桥电路、电源电压检测采样电路、串联的多串LED灯珠，自适应地根据电源电压大小来调节LED灯串的总电流大小，已达到恒定功率的效果，有效的提高PF/THD的指标。其中，我们总希望能得到接近正弦波的总电流I波形来来达到较高的THD，因此我们给出图3所示的新型恒定功率的电路架构。输入功率P是比较复杂的关系式，不过观察发现，要使P趋于常数，系数K1和K2取合适的值即可。我们可以简单将V_REF拆分成V_RMS项和V_ACS项，V_REF＝V_CON+K1*V_MAX*|sinωt|-K2*V_RMS，V_CON为常数项，要使得功率基本恒定，只需取合适的K1和K2，使得两者合成值V_REF与交流电压值成负相关。图4是上述架构的一种实例，原理：首先通过R₁和R₂采样线电压V_IM的值，在节点IN处对线电压V_IM的分压采样电压V_IN通过缓冲器B1后分成两部分，第一部分通过电容C滤成有效值的电压V_D，电压V_D基本为直流DC值，第二部分为正的交流值，通过可变电阻R₆和固定电阻R₇分压获得。V_D电压的高低通过一定增益的放大器也即运算放大器A3放大，V_IM值越高，V_D越高，运算放大器A3在输出端X1处输出的电压也就越低；节点F处的电压V_F为交流分量，其大小取决于可变电阻R₆的值，可变电阻R₆的值可变是因为它并联有一个电阻R_X，R₆的值大小是通过电阻控制电路250实现的，当V_D高时会选择相对较小的R_X电阻，V_D低时会选择相对较大的R_X电阻，这样可以使得V_F峰值与V_IM的有效值也为负相关。将以上两个分量通过基准合成电路就能得到一个接近正弦的V_REF值，从而产生接近正弦的总电流波形，如图5所示。

本申请这种新型LED驱动恒定功率控制方案的思想：是通过采样线电压产生两组分量合成接近正弦的基准值，来实现恒定功率的调节，并具有较高的THD或功率因数和效率的，可以用在多串LED或单串LED的架构中，新型LED驱动恒定功率控制电路方案的系统的拓扑结构在上文有详细介绍。电压采样电路、V_RMS处理电路、交流值V_ACS处理电路以及基准合成电路的拓扑结构构成了本申请的基本内容。系统中的检测电路也即带有电阻R₁和R₂的采样电路之前再加上滤波电路能够减小采样检测电路的误判可能性，这个滤波电路可以连接在节点N₂与参考地GND之间。图3和图4电路的实现方法及信号逻辑关系和总体电路是本申请的主要特征。

以上通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，虽然上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容都应认为仍属本发明的意图和范围内。