一种基于重复控制的三相整流谐波的消除方法及系统与流程

本发明涉及一种谐波的消除方法，特别涉及一种基于重复控制的三相整流谐波的消除方法及系统。

背景技术：

随着社会的高速发展，电能在工农业生产和人民日常生活中发挥着越来越重要的作用，然而与之同时与国名生产生活密切相关的电力电子换流装置，如变频器、高频开关电源、逆变电源等各种换流装置在广泛的运用中给电网带来了大量的无功功率与严重的谐波污染。随着电力电子技术的发展，具有网侧电流接近正弦波、功率因素近似为1、直流侧输出电压稳定、抗负载扰动能力强并且能够在四象限运行的PWM整流器应运而生，成功取代不可控二极管整流器和相控的晶闸管整流器，并成为电力电子技术研究的热点。

当三相PWM整流器处于逆变状态时，电能回馈到电网上。作为入网电流，应符合我国出台的《电能质量公用电网谐波标准》和国际上的IEEE Std1547-2003标准。因此，高度正弦化的入网电流是一个重要性能指标。理论上，电流环采用传统的PI控制器可实现电流无静差调节，稳态时三相PWM整流器电网侧相电流波形应为与电网相电压同相位的正弦波，然而，受传统控制算法和功率开关管开关特性以及死区效应影响，交流侧电流稳态精度并不高，获得的电流波形正弦度不好、谐波较大。三相PWM整流器为半桥电路，在控制过程当中将会遇到死区问题，这是由于开关管的特性造成的，开关管开通和关断过程有一定的延时，开通时间比关断时间短。为了防止同臂直通，需要对开通和关断信号加入死区时间。由于死区时系统开关管都为关断状态，且时间固定，会降低控制效果，增加电流谐波含量并且谐波的频率为基波的整数倍。

为获得更理想的电流，需要对传统的PI控制进行改进。为减小谐波，通常使用的方法是采用特定谐波消除法，然而无法消除基波频率整数倍的所有频率。

技术实现要素：

本发明的第一目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种基于重复控制的三相整流谐波的消除方法，通过该方法能够有效的抑制三相电网的波形中基波频率整数倍的有害谐波分量，使得反馈回电网的电流波形接近正弦波；并且具有使用方便、适应性强以及鲁棒性强的优点，使得控制品质对被控对象的变化不太敏感，适合用于环境恶劣的工业现场，降低对模型的依赖程度。本发明的第二目的在于提供一种基于重复控制的三相整流谐波的消除系统，通过该系统能够有效的抑制三相电网的波形中基波频率整数倍的有害谐波分量，使得反馈回电网的电流波形接近正弦波；具有使用方便、适应性强以及鲁棒性强的优点，使得控制品质对被控对象的变化不太敏感，适合用于环境恶劣的工业现场，降低对模型的依赖程度。

本发明的第一目的通过下述技术方案实现：一种基于重复控制的三相整流谐波的消除方法，步骤如下：

S1、首先在建立第一PI控制器模型以及带补偿器且反馈回路中加入衰减环节的重复控制器模型，所述重复控制器模型中补偿器为带相位补偿和幅值补偿的第二PI控制器模型；

S2、获取三相PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b和i_c；

S3、将三相电流i_a、i_b和i_c坐标变换到d-q两相正交坐标系中，得到d-q两相正交坐标系下的两相电流i_d、i_q；

S4、获取三相电流在dq轴上的电流给定值i_d^*和i_q^*；

S5、将电流i_d和电流给定值i_d^*作减法运算后分别输入至步骤S1中建立的第一PI控制器模型和重复控制器模型中，由第一PI控制器模型进行PI控制后输出第一值，由重复控制器模型进行重复控制后输出第二值；将电流i_q和电流给定值i_q^*作减法运算后分别输入至步骤S1中建立的第一PI控制器模型和重复控制器模型中，由第一PI控制器模型进行PI控制后输出第三值，由重复控制器模型进行重复控制后输出第四值；

S6、将第一PI控制器模型输出的第一值和重复控制器模型输出的第二值进行叠加，在叠加过程中，三相PWM整流器产生的谐波扰动串入，产生控制量U_d；将第一PI控制器模型输出的第三值和重复控制器模型输出的第四值进行叠加，在叠加过程中，三相PWM整流器产生的谐波扰动串入，产生控制量U_q；

S7、将两相控制量U_d和控制量U_q通过坐标变换到α-β两相静止坐标系中，得到α-β两相坐标系中的控制量U_α和控制量U_β；

S8、将控制量U_α和控制量U_β信号进行脉冲调制处理后传送至三相PWM整流器的IGBT开关管中。

优选的，所述步骤S1中PI控制器模型和带补偿器且反馈回路中加入衰减环节的重复控制器模型由通过DSP建立。

优选的，所述重复控制器模型包括加法运算环节、第一延时环节、第二延时环节和补偿器；加法运算环节的其中一个输入作为重复控制器模型的输入，加法运算环节的输出分别传送至第一延时环节和第二延时环节，第二延时环节的输出传送至补偿器；第一延时环节处于重复控制器模型的反馈回路中，在其之后加入衰减环节，反馈信号经过第一延时环节和衰减环节后传送至加法运算环节的另一个输入；

所述补偿器由相位补偿环节、幅值补偿环节和PI控制环节组成；第二延时环节的输出通过相位补偿环节和幅值补偿环节后输出至PI控制环节；PI控制环节的输出作为重复控制器模型的输出。

更进一步的，所述重复控制器模型的离散传递函数G(z)为：

其中C_PI(z)重复控制器模型中补偿器的离散传递函数；Q(z)为重复控制器模型反馈回路中加入的衰减环节对应的衰减量；所述z^-N为N个单位的延时，是第一延时环节和第二延时环节的延时，_N为一个周期内的采样点数；z^k为重复控制器模型中补偿器中的相位补偿，即相位补偿环节所做的相位补偿，其中k为一系数，取1或2，k_r为重复控制器模型中补偿器中的幅值补偿，即补偿器中幅值补偿环节所做的幅值补偿；k_p为补偿器中PI控制环节的比例系数，k_i为补偿器中PI控制环节的积分系数。

优选的，其特征在于，所述重复控制器模型反馈回路中加入的衰减环节为常数衰减环节或低通滤波器衰减环节。

优选的，所述步骤S3中将三相电流i_a、i_b和i_c坐标变换得到d-q坐标系下的两相电流i_d、i_q的具体过程如下：

首先将三相电流i_a、i_b和i_c通过Clark变换到α-β两相正交坐标系中，得到α-β两相正交坐标系下的两相电流i_α、i_β：

然后将两相电流i_α、i_β通过变换矩阵变换到d-q两相正交坐标系下，得到d-q两相正交坐标系下的两相电流i_d、i_q：

优选的，所述步骤S7中脉冲调制的方式为SVPWM(空间矢量脉冲调制)。

本发明的第二目的通过下述技术方案实现：一种基于重复控制的三相整流谐波的消除系统，包括第一坐标变换模块、第一减法器模块、第二减法器模块、第一PI控制器模块、第二PI控制器模块、第一重复控制器模块、第二重复控制器模块、第一加法器模块、第二加法器模块、第二坐标变换模块和脉冲调制模块；

所述第一坐标变换模块，用于将从三相PWM整流器交流侧获取到的三相电流i_a、i_b和i_c坐标变换到d-q两相正交坐标系中，得到d-q两相正交坐标系下的两相电流i_d、i_q；

所述第一减法器模块，用于将电流i_d和电流给定值i_d^*作减法运算后分别输入至第一PI控制器模块和第一重复控制器模块；

所述第一PI控制器模块，用于接收第一减法器模块输出的结果，进行PI控制后输出第一值；

所述第一重复控制器模块带第一补偿器模块且反馈回路中加入第一衰减环节，用于接收第一减法器模块输出的结果，进行重复控制后输出第二值；所述第一补偿器模块包括依次通信连接的第一相位补偿环节、第一幅值补偿环节和第一PI控制环节；

所述第一加法器模块，用于将第一PI控制器模块输出的第一值、第一重复控制器模块输出的第二值以及串入的谐波扰动进行叠加运算，获取到控制量U_d；

所述第二减法器模块，用于将电流i_q和电流给定值i_q^*作减法运算后分别输入至第二PI控制器模块和第二重复控制器模块；

所述第二PI控制器模块，用于接收第二减法器模块输出的结果，进行PI控制后输出第三值；

所述第二重复控制器模块带第二补偿器模块且反馈回路中加入第二衰减环节，用于接收第二减法器模块输出的结果，进行重复控制后输出第四值；所述第二补偿器模块包括依次通信连接的第二相位补偿环节、第二幅值补偿环节和第二PI控制环节；

所述第二加法器模块，用于将第二PI控制器模块输出的第三值、第二重复控制器模块输出的第四值以及串入的谐波扰动进行叠加运算，获取到控制量U_q；

所述第二坐标变换模块，用于接收第一加法器模块输出的控制量U_d和第二加法器模块输出的控制量U_q，然后将两相控制量U_d和控制量U_q通过坐标变换到α-β两相静止坐标系中，得到α-β两相坐标系中的控制量U_α和控制量U_β；

所述脉冲调制模块，用于接收第二坐标变换模块输出控制量的U_α和控制量U_β，进行脉冲调制处理后传送至三相PWM整流器的IGBT开关管中。

优选的，所述第一坐标变换模块、第一减法器模块、第二减法器模块、第一PI控制器模块、第二PI控制器模块、第一重复控制器模块、第二重复控制器模块、第一加法器模块、第二加法器模块、第二坐标变换模块和脉冲调制模块均由DSP内部编程实现。

优选的，所述第一重复器控制模块由第一加法运算环节、第一延时环节、第二延时环节和第一补偿器模块组成；第一加法运算环节的其中一个输入作为第一重复控制器模块的输入，第一加法运算环节的输出传送至第一延时环节和第二延时环节，第二延时环节的输出传送至第一补偿器模块，第一延时环节处于第一重复控制器的反馈回路中，在第一重复控制器的反馈回路中，第二衰减环节加在第三延时环节之后，反馈信号经过第一延时环节和第一衰减环节后传送至第一加法运算环节的另一个输入，其中第一延时环节加入的第一衰减环节为常数衰减环节或低通滤波器衰减环节；

第一补偿器中的第一PI控制环节包括第一微分环节和第一积分环节；第二延时环节的输出通过第一相位补偿环节和第一幅值补偿环节后输出至第一PI控制环节；第一PI控制环节的输出作为第一重复控制器模块的输出；

所述第一重复控制器模块的离散传递函数G′(z)为：

其中C′_PI(z)第一重复控制器模块中第一补偿器模块的离散传递函数；Q′(z)为第一重复控制器模块反馈回路中加入第一衰减环节对应的衰减量，所述z^-N为N个单位的延时，_N为一个周期内的采样点数，z^k′为第一重复控制器模块中第一补偿器模块中的相位补偿，即第一相位补偿环节所做的相位补偿，其中k′为一系数，取1或2；k′_r为第一重复控制器模块中第一补偿器模块中的幅值补偿，即第一幅值补偿环节所做的幅值补偿，k′_p为第一补偿器模块中第一PI控制环节的比例系数，k′_i第一补偿器模块中第一PI控制环节的积分系数；

所述第二重复器控制模块由第二加法运算环节、第三延时环节、第四延时环节和第二补偿器模块组成；第二加法运算环节的其中一个输入作为第二重复控制器模块的输入，第二加法运算环节的输出传送至第三延时环节和第四延时环节，第四延时环节的输出传送至第二补偿器模块，第三延时环节处于第二重复控制器的反馈回路中，在第二重复控制器的反馈回路中，第二衰减环节加在第三延时环节之后，反馈信号经过第三延时环节和第二衰减环节后传送至第二加法运算环节的另一输入，其中第二衰减环节为常数衰减环节或低通滤波器衰减环节；

第二补偿器模块中的第二PI控制环节包括第二微分环节和第二积分环节；第四延时环节的输出通过第二相位补偿环节和第二幅值补偿环节后输出至第二PI控制环节；第二PI控制环节的输出作为第二重复控制器模块的输出；

所述第二重复控制器模块的离散传递函数G″(z)为：

其中C″_PI(z)第二重复控制器模块中第二补偿器模块的离散传递函数；Q″(z)为第二重复控制器模块反馈回路中加入第二衰减环节对应的衰减量，所述z^-N为N个单位的延时，_N为一个周期内的采样点数，z^k″为第二重复控制器模块中第二补偿器模块中的相位补偿，其中k″为一系数，取1或2；k″_r为第二重复控制器模块中第二补偿器模块中的幅值补偿，k″_p为第二补偿器模块中第二PI控制环节的比例系数，k″_i第二补偿器模块中第二PI控制环节的积分系数。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

(1)本发明是在传统的PI控制基础上再加上重复控制，将PI控制和重复控制相结合实现三相PWM整流器交流侧的自动控制；其中在重复控制中带补偿器且反馈回路中加入衰减环节，补偿器带有相位补偿、幅值补偿和PI控制功能，并且随着时间的推移，通过本发明重复控制能够使得系统的输出误差趋于零，即使得三相PWM整流器交流侧的输出无限接近于给定值，因此本发明在加入重复控制后，整个系统的稳态性能得到保证，对电流谐波有很好的抑制能力，并且重复控制内模部分离散化的传递函数为周期性的函数，因此能够有效的抑制三相电网的波形中基波频率整数倍的有害谐波分量，使得反馈回电网的电流波形接近正弦波。本发明重复控制中补偿器由带相位补充和幅值补偿的PI控制实现，当重复控制中内模输出包含指令和扰动信息后，补偿器能够使控制对象的输出完美地跟踪指令信号，具有使用方便、适应性强以及鲁棒性强的优点，且使得控制品质对被控对象的变化不太敏感，适合用于环境恶劣的工业现场，降低对模型的依赖程度。同时PI参数整定有一套完整理论体系，一定程度上简化了补偿器的设计。

(2)本发明重复控制在反馈回路中加入的衰减环节能够针对谐波扰动的增益进行一定的衰减，保证系统稳定性。

附图说明

图1是本发明谐波消除方法的控制原理图。

图2是本发明重复控制器模型的控制原理图。

图3是本发明谐波消除系统的组成框图。

图4是传统的重复控制器结构图。

图5是现有重复控制器中传统的补偿器结构原理图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

本实施例公开了一种基于重复控制的三相整流谐波的消除方法，步骤如下：

S1、首先在DSP中建立第一PI控制器模型以及带补偿器且反馈回路中加入衰减环节的重复控制器模型，重复控制器模型中补偿器为带相位补偿和幅值补偿的第二PI控制器模型。

本实施例中第一PI控制器模型包括微分环节和积分环节。

如图1所示，本实施例中重复控制器模型包括加法运算环节1、第一延时环节2、第二延时环节3和补偿器；加法运算环节1的其中一个输入作为重复控制器模型的输入，加法运算环节1的输出分别传送至第一延时环节2和第二延时环节3，第二延时环节3的输出传送至补偿器；第一延时环节2处于重复控制器模型的反馈回路中，在其之后加入衰减环节4，反馈信号经过第一延时环节2和衰减环节4后传送至加法运算环节1的另一个输入；其中加入的衰减环节为常数衰减环节或低通滤波器衰减环节。本实施例中补偿器由相位补偿环节5、幅值补偿环节6和PI控制环节7组成，PI控制环节7包括微分环节和积分环节；第二延时环节3的输出依次通过相位补偿环节5和幅值补偿环节6后输出至PI控制环节7；PI控制环节7的输出作为重复控制器模型的输出。

本实施例重复控制器模型的离散传递函数G(z)为：

其中C_PI(z)重复控制器模型中补偿器的离散传递函数；Q(z)为重复控制器模型中反馈回路中加入的衰减环节对应的衰减量，当衰减环节为常数衰减环节，Q(z)为一常数，在本实施例中Q(z)取0.96；所述z^-N为N个单位的延时，是对应第一延时环节和第二延时环节的延时，N为一个周期内的采样点数；z^k为重复控制器模型中补偿器中的相位补偿，即相位补偿环节所做的相位补偿，其中k为一系数，取1或2；k_r为重复控制器模型中补偿器中的幅值补偿，即补偿器中幅值补偿环节所做的幅值补偿；k_p为补偿器中PI控制环节的比例系数，k_i为补偿器中PI控制环节的积分系数。在本实施例中k＝2,k_p＝8,k_i＝150。

S2、获取三相PWM整流器交流侧的三相电流i_a、i_b和i_c；

S3、将三相电流i_a、i_b和i_c坐标变换到d-q两相正交坐标系中，得到d-q两相正交坐标系下的两相电流i_d、i_q；具体过程如下：

首先将三相电流i_a、i_b和i_c分别通过Clark变换到α-β两相正交坐标系中，得到α-β两相正交坐标系下的两相电流i_α、i_β：

然后将两相电流i_α、i_β通过变换矩阵变换到d-q两相正交坐标系下，得到d-q两相正交坐标系下的两相电流i_d、i_q：

S4、获取三相电流在dq轴上的电流给定值i_d^*和i_q^*；

S5、如图1所示，将电流i_d和电流给定值i_d^*作减法运算后分别输入至步骤S1中建立的第一PI控制器模型和重复控制器模型中，由第一PI控制器模型进行PI控制后输出第一值，由重复控制器模型通过离散传递函数G(z)进行重复控制后输出第二值；将电流i_q和电流给定值i_q^*作减法运算后分别输入至步骤S1中建立的第一PI控制器模型和重复控制器模型中，进行运算，由第一PI控制器模型进行PI控制后输出第三值，由重复控制器模型通过离散传递函数G(z)进行重复控制后输出第四值；

S6、将第一PI控制器模型输出的第一值和重复控制器模型输出的第二值进行叠加，在叠加过程中，三相PWM整流器产生的谐波扰动串入，产生控制量U_d；将第一PI控制器模型输出的第三值和重复控制器模型输出的第四值进行叠加，在叠加过程中，三相PWM整流器产生的谐波扰动串入，产生控制量U_q；

S7、将两相控制量U_d和控制量U_q通过坐标变换到α-β两相静止坐标系中，得到α-β两相坐标系中的控制量U_α和控制量U_β；

S8、将控制量U_α和控制量U_β信号进行脉冲调制处理后传送至三相PWM整流器的IGBT开关管中。在本实施例中所采用的脉冲调制方式为SVPWM(空间矢量脉冲调制)。

三相PWM整流器产生的谐波扰动来自开关管的死区后边控制对象的非线性，谐波扰动等效为D(z)在第一PI控制器模型输出和重复控制器模型的输出叠加过程中串入。

如图2所示为本实施例重复控制器模型针对控制对象P(z)进行控制时的控制原理图。通过图2可知，在令重复控制器输入R(Z)＝0时，可以推导出本实施例重复控制器模型系统的误差输出为：

其中D(z)是三相PWM整流器产生的谐波扰动，是周期性信号且频率为基波频率的整数倍，P(z)为控制对象。

根据本实施例重复控制器模型的离散传递函数G(z)可以得出重复控制器模型系统的误差输出为：

从上式可以得出，当t→+∞时，z→1，D(z)一般为正弦波离散表达式，此时系统E(z)＝0，即使得三相PWM整流器交流侧的输出电流i_d无限接近于电流给定值i_d^*，电流i_q无限接近于电流给定值i_q^*，因此本发明在加入重复控制器模型后，整个系统的稳态性能得到保证，对电流谐波有很好的抑制能力。

由图2控制原理图可以得知，重复控制器模型内模部分离散化的传递函数为：

G_C(z)＝z^-N/(1-z^-N)；

由上述可知，重复控制器模型内模部分离散化的传递函数为周期性的函数，因此能够有效的抑制三相电网的波形中基波频率整数倍的有害谐波分量，使得反馈回电网的电流波形接近正弦波。

另外本实施例补偿器由带相位补充和幅值补偿的PI控制器模型实现，当重复控制中内模输出包含指令和扰动信息后，补偿器能够使控制对象的输出完美地跟踪指令信号，具有使用方便、适应性强以及鲁棒性强的优点，且使得控制品质对被控对象的变化不太敏感，适合用于环境恶劣的工业现场，降低对模型的依赖程度。同时PI参数整定有一套完整理论体系，一定程度上简化了补偿器的设计。

本实施例还公开了一种基于重复控制的三相整流谐波的消除系统，如图3所示，包括第一坐标变换模块10、第一减法器模块11、第二减法器模块21、第一PI控制器模块、第二PI控制器模块、第一重复控制器模块、第二重复控制器模块、第一加法器模块30、第二加法器模块31、第二坐标变换模块19和脉冲调制模块20；

所述第一坐标变换模块10，用于将从三相PWM整流器交流侧获取到的三相电流i_a、i_b和i_c分别坐标变换到d-q两相正交坐标系中，得到d-q两相正交坐标系下的两相电流i_d、i_q；

所述第一减法器模块11，用于将电流i_d和电流给定值i_d^*作减法运算后分别输入至第一PI控制器模块和第一重复控制器模块；

所述第一PI控制器模块，用于接收第一减法器模块输出的结果，进行PI控制后输出第一值；

所述第一重复控制器模块带第一补偿器模块且反馈回路中加入第一衰减环节，用于接收第一减法器模块输出的结果，进行重复控制后输出第二值；所述第一补偿器模块包括依次通信连接的第一相位补偿环节16、第一幅值补偿环节17和第一PI控制环节18；

所述第一加法器模块30，用于将第一PI控制器模块输出的第一值、第一重复控制器模块输出的第二值以及串入的谐波扰动进行叠加运算，获取到控制量U_d；

所述第二减法器模块21，用于将电流i_q和电流给定值i_q^*作减法运算后分别输入至第二PI控制器模块和第二重复控制器模块；

所述第二PI控制器模块，用于接收第二减法器模块输出的结果，进行PI控制后输出第三值；

所述第二重复控制器模块带第二补偿器模块且反馈回路中加入第二衰减环节，用于接收第二减法器模块输出的结果，进行重复控制后输出第四值；所述第二补偿器模块包括依次通信连接的第二相位补偿环节26、第二幅值补偿环节27和第二PI控制环节28；

所述第二加法器模块31，用于将第二PI控制器模块输出的第三值、第二重复控制器模块输出的第四值以及串入的谐波扰动进行叠加运算，获取到控制量U_q；

所述第二坐标变换模块19，用于接收第一加法器模块输出的控制量U_d和第二加法器模块输出的控制量U_q，然后将两相控制量U_d和控制量U_q通过坐标变换到α-β两相静止坐标系中，得到α-β两相坐标系中的控制量U_α和控制量U_β；

所述脉冲调制模块20，用于接收第二坐标变换模块输出控制量的U_α和控制量U_β，进行脉冲调制处理后传送至三相PWM整流器的IGBT开关管中。本实施例中脉冲调制模块为空间矢量脉冲调制器(SVPWM)。

三相PWM整流器产生的谐波扰动来自开关管的死区后边控制对象的非线性，谐波扰动等效为D(z)分别在第一加法器模块和第二加法器模块的输入中串入。如图3所示。

本实施例中第一坐标变换模块10、第一减法器模块11、第二减法器模块21、第一PI控制器模块、第二PI控制器模块、第一重复控制器模块、第二重复控制器模块、第一加法器模块30、第二加法器模块31、第二坐标变换模块19和脉冲调制模块20均由DSP内部编程实现。

如图3中所示，本实施例中第一重复器控制模块由第一加法运算环节12、第一延时环节14、第二延时环节15和第一补偿器模块组成；第一加法运算环节12的输入作为第一重复控制器模块的输入，第一加法运算环节12的输出传送至第一延时环节14和第二延时环节15，第二延时环节15的输出传送至第一补偿器模块，第一延时环节14加入第一衰减环节13后输出至加法运算环节，其中第一衰减环节13为常数衰减环节或低通滤波器衰减环节；

第一补偿器模块由第一相位补偿环节、第一幅值补偿环节和第一PI控制环节组成；其中第一PI控制环节包括第一微分环节和第一积分环节；第二延时环节的输出通过第一相位补偿环节和第一幅值补偿环节后输出至第一PI控制环节；第一PI控制环节的输出作为第一重复控制器模块的输出；

所述第一重复控制器模块的离散传递函数G′(z)为：

其中C′_PI(z)第一重复控制器模块中第一补偿器模块的离散传递函数；Q′(z)为第一重复控制器模块反馈回路中加入第一衰减环节对应的衰减量，所述z^-N为N个单位的延时，_N为一个周期内的采样点数，z^k′为第一重复控制器模块中第一补偿器模块中的相位补偿，即第一相位补偿环节所做的相位补偿，其中k′为一系数，取1或2，k′_p为第一补偿器模块中第一PI控制环节的比例系数，k′_i为第一补偿器模块中第二PI控制环节的积分系数，k′_r为第一重复控制器模块中第一补偿器模块中的幅值补偿，即第一幅值补偿环节所做的幅值补偿；

如图3中所示，本实施例中第二重复器控制模块由第二加法运算环节22、第三延时环节24、第四延时环节25和第二补偿器模块组成；第二加法运算环节22的其中一个输入作为第二重复控制器模块的输入，第二加法运算环节22的输出传送至第三延时环节24和第四延时环节25，第四延时环节25的输出传送至第二补偿器模块，第三延时环节24处于第二重复控制器的反馈回路中，在第二重复控制器的反馈回路中，第二衰减环节23加在第三延时环节24之后，反馈信号经过第三延时环节24和第二衰减环节23后传送至第二加法运算环节的另一输入，，其中的第二衰减环节23为常数衰减环节或低通滤波器衰减环节；

第二补偿器模块由第二相位补偿环节、第二幅值补偿环节和第二PI控制环节组成；其中第二PI控制环节包括第二微分环节和第二积分环节；第四延时环节的输出通过第二相位补偿环节和第二幅值补偿环节后输出至第二PI控制环节；第二PI控制环节的输出作为第二重复控制器模块的输出；

第二重复控制器模块的离散传递函数G″(z)为：

其中C″_PI(z)第二重复控制器模块中第二补偿器模块的离散传递函数；Q″(z)为第二重复控制器模块反馈回路中加入第二衰减环节对应的衰减量，所述z^-N为N个单位的延时，_N为一个周期内的采样点数，z^k″为第二重复控制器模块中第二补偿器模块中的相位补偿，其中k″为一系数，取1或2；k″_r为第二重复控制器模块中第二补偿器模块中的幅值补偿，k″_p为第二补偿器模块中第二PI控制环节的比例系数，k″_i为第二补偿器模块中第二PI控制环节的积分系数。

本实施例在传统的PI控制基础上再加上重复控制，以实现对三相PWM整流器交流侧输出的三相电流i_a、i_b和i_c进行自动控制。如图4所示为传统的重复控制器的内模结构，其对谐波扰动的增益是无穷大的，此时系统处于临界稳定状态，不利于控制系统的设计，也不利于系统的稳定运行，本实施例对重复控制器模块的反馈回路进行了改进，在反馈回路中加入衰减环节。重复控制器模块通过衰减环节能够针对谐波扰动的增益进行一定的衰减，保证系统稳定性的同时提高重复控制器模块的控制效果。

如图5所示为重复控制器中所带的传统的补偿器，传统补偿器C(z)是针对控制对象P(z)而设置的，直接决定了重复控制系统的性能。当重复控制器的内模输出包含指令和扰动信息后，补偿器主要是使控制对象的输出完美地跟踪指令信号。在理想的内模情况下，取C(z)＝P^-1(z)形式时，系统既有最好的稳定性，又具有最快的误差收敛速度和最小的稳态误差。但是有很多因素制约着C(z)无法取P^-1(z)的形式，比如，P(z)包含单位圆外的零点时，C(z)就会包含单位圆外的极点，这样会造成控制器不稳定。通常情况下，P(z)的分母阶次大于等于分子的阶次，这也会造成C(z)的阶次分子阶次大于分母阶次，使得控制器无法实现。其次，要获得精确的模型P(z)，在实际工程应用中也是有一定的难度，尤其是针对高频特性。

本实施例重复控制器模块所带补偿器模块包括相位补偿、幅值补偿和PI控制功能，重复控制器模块通过加法运算环节使得谐波扰动在重复控制器的内模中进行误差叠加，并且经过一个基波周期的延时、相位补偿和幅值补偿后，送入至补偿器的PI控制环节，当重复控制器模块的内模输出包含指令和扰动信息后，补偿器模块能够是使控制对象的输出完美地跟踪指令信号，本实施例使用带相位补偿和幅值补充的PI控制模块代替传统补偿器，具有使用方便、适应性强以及鲁棒性强的优点，并且能够使得控制品质对被控对象的变化不太敏感，适合用于环境恶劣的工业现场，降低对模型的依赖程度。同时PI参数整定有一套完整理论体系，一定程度上简化了补偿器的设计。

当时间趋于无穷大时，本实施例重复控制器模块的系统输出误差几乎为零，因此采用本实施例在加入重复控制器模块后，整个系统的稳态性能得到保证，对电流谐波有很好的抑制能力，另外重复控制器模块内模部分离散化的传递函数为周期性的函数，因此能够有效的抑制三相电网的波形中基波频率整数倍的有害谐波分量，使得反馈回电网的电流波形接近正弦波。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。