微网中并联逆变器的二次控制方法及装置与流程

本发明属于微网中并联逆变器的协调控制领域，具体涉及一种微网中并联逆变器的基于交流小信号的无互联线二次控制方法及装置。

背景技术：

随着环境和能源危机的日益加深，微网的概念得到了越来越多的关注和应用。微网(也称微电网)是结合了分布式电源和互联负载的能源系统。大多数情况下，微网通过电力电子接口，例如逆变器，与母线相连接。因此，并联逆变器间的协调控制是微网可以稳定高效运行的关键因素之一。

由于分布式电源地理位置上的分散性，在并联电源之间利用通讯线来传递信号往往并不是一个好的办法，因为这会增加成本并且线路上的噪音也会干扰通讯质量。在这种情况下，下垂控制技术的应用可以在不使用通讯线的前提下实现并联电源间功率的均分。下垂控制技术用频率和电压幅值分别调节有功、无功功率，是常用的功率分配方法。

然而，下垂控制也会带来一些缺陷，例如功率控制间的耦合导致的不稳定性、无功功率的均分特性差以及频率和电压幅值的偏差。其中，频率和电压幅值的偏差是由下垂控制在功率均分和电压调整率间固有的折中问题引起的。为了解决这个问题，二次控制被广泛的应用。不少研究都致力于利用二次控制来消除下垂控制技术带来的频率和电压幅值的偏差。

有文献提出利用中央控制器为并联逆变器同步地发送频率和电压的补偿指令的方法。中央控制器采集每台逆变器的电压电流信息，计算统一的电压频率补偿信号，通过互联线发送给每台逆变器，实现逆变器之间同步补偿电压频率的偏差，但互联线和中央控制器的使用增加了系统复杂性，降低了系统可靠性，中央控制器一旦故障，整个系统将无法运行。

还有文献提出利用分布式控制器代替中央控制器从而提高系统可靠性的方法，如图1所示。每台逆变器的本地控制器采集系统中所有逆变器的频率和电压信息进行二次控制，从而补偿频率和电压幅值的偏差。这种传统的分布式二次控制虽然提高了系统可靠性，然而，并联逆变器的控制器中利用了积分器，所以控制器参数的不同会导致逆变器的稳定工作点不同，进而影响功率均分特性；并且，通讯线的应用限制了逆变器地理位置上的分布性，增加了成本，降低了抗干扰性。因此，一种无互联线的二次控制策略将更具有竞争力。

还有文献提出可控下垂定位方法，该方法可以根据负载功率自动调整主逆变器的下垂偏置，使主逆变器承担负载功率的变化，从而实现频率和电压幅值的恢复。然而，该方法对主逆变器的功率容量要求很高，在工程应用并不实用。

还有文献(例如cn104901334a)提出通过估算负载功率来在线计算主从控制系统中所有从逆变器的下垂偏置，从而调整从逆变器的输出功率，在实现频率和电压幅值的恢复的同时实现绝大部分负载功率在从逆变器中均分。该方法虽然对主逆变器的功率容量要求不高，但是由于其利用盲区克服并联逆变器的同步问题，所以调整过程较慢，并不适用负载快速变化的场合；并且该方法要求将系统中所有逆变器的控制参数都存入每台逆变器的控制器中，因此当系统中增添或移除某台逆变器时，其他逆变器的参数都要相应修改，较为繁琐。

技术实现要素：

针对现有技术存在的上述缺陷，本发明提供了一种微网中并联逆变器的二次控制方法，该方法包含：

步骤1：根据逆变器输出电压及输出电流，利用下垂控制生成所述逆变器的电压指令中基波电压的频率指令值和幅值指令值，以获得所述基波电压指令值vfund；

步骤2：从所述逆变器输出电压及输出电流中提取第一交流信号及第二交流信号的电压值和电流值，利用下垂控制生成所述第一交流信号的频率指令值以获得所述第一交流信号的电压指令值利用下垂控制生成所述第二交流信号的频率指令值以获得所述第二交流信号的电压指令值

步骤3：根据所述第一交流信号的电压指令值所述第二交流信号的电压指令值及所述基波电压指令值vfund，调节所述逆变器的输出电压vabc。

本发明还提供一种微网中并联逆变器的二次控制方法，其中，包含：

步骤1’：根据逆变器输出电压及输出电流，利用下垂控制生成所述逆变器的电压指令中基波电压的频率指令值和幅值指令值，以获得所述基波电压指令值vfund；

步骤2’：从所述逆变器输出电流中提取第一交流信号及第二交流信号的电流值，从至少一电压信号中提取第一交流信号及第二交流信号的电压值，利用下垂控制生成所述第一交流信号的频率指令值以获得所述第一交流信号的电压指令值利用下垂控制生成所述第二交流信号的频率指令值以获得所述第二交流信号的电压指令值

步骤3’：根据所述第一交流信号的电压指令值所述第二交流信号的电压指令值及所述基波电压指令值vfund，调节所述逆变器的输出电压vabc。

本发明还提供一种微网中并联逆变器的二次控制装置，其中，所述二次控制装置包含：

基波电压指令值生成模块，根据逆变器输出电压及输出电流利用下垂控制生成所述逆变器的电压指令中基波电压的频率指令值和幅值指令值，以获得基波电压指令值vfund；

交流信号电压指令值生成模块，从所述逆变器输出电流中提取第一交流信号及第二交流信号的电流值，从至少一电压信号中提取第一交流信号及第二交流信号的电压值，利用下垂控制生成所述第一交流信号的频率指令值以获得所述第一交流信号的电压指令值，以及利用下垂控制生成所述第二交流信号的频率指令值以获得所述第二交流信号的电压指令值；

调节模块，根据所述第一交流信号的电压指令值、所述第二交流信号的电压指令值及所述基波电压指令值vfund，调节所述逆变器的输出电压vabc。

本发明针对于现有技术的功效在于，本发明的微网中并联逆变器的二次控制方法及装置旨在解决下垂控制逆变器在功率均分和电压调整率之间的折中问题。其核心思想是从逆变器输出电压及输出电流中提取交流信号的电压值和电流值，通过控制交流信号的频率来动态调整基波电压的下垂偏置。据此，逆变器自动调整本身的下垂偏置，从而可以改变自身的输出功率，帮助恢复系统频率和电压幅值，有效消除下垂控制带来的频率和电压幅值的偏差。同时，由于稳态下每台逆变器生成的交流信号频率相等，所以每台逆变器的基波电压下垂偏置相等，输出的有功功率和无功功率即可相等，在不依赖通讯线的情况下自动快速的实现功率均分。

附图说明

图1为传统分布式二次控制方法的控制框图；

图2为微网中并联逆变器系统的拓扑结构图；

图3为本发明第一实施例的微网中并联逆变器的二次控制方法流程图；

图4为本发明的上述第一实施例二次控制方法中步骤1的分步流程图；

图5为本发明的上述第一实施例二次控制方法中步骤2的分步流程图；

图6为本发明第二实施例的微网中并联逆变器的二次控制方法流程图；

图7为本发明的上述第二实施例二次控制方法中步骤1’的分步流程图；

图8为本发明的上述第二实施例二次控制方法中步骤2’的分步流程图；

图9为本发明的微网中并联逆变器的二次控制装置的框图；

图10a为本发明的微网中并联逆变器的二次控制装置的一具体实施例的电路结构示意图；

图10b为本发明的微网中并联逆变器的二次控制装置的另一具体实施例的电路结构示意图；

图11a为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的系统频率的仿真波形图；

图11b为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出有功功率的仿真波形图；

图12a为采用本发明的二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的系统频率的仿真波形图；

图12b为采用本发明的二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出有功功率的仿真波形图；

图13a为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的电压幅值的仿真波形图；

图13b为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出无功功率的仿真波形图；

图14a为采用本发明的二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的电压幅值的仿真波形图；

图14b为采用本发明的二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出无功功率的仿真波形图；

图15a为采用本发明的二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的系统频率的实验波形图；

图15b为采用本发明的二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出有功功率的实验波形图；

图16a为采用本发明的二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的电压幅值的实验波形图；

图16b为采用本发明的二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出无功功率的实验波形图。

具体实施方式

兹有关本发明的详细内容及技术说明，现以一些较佳实施例来作进一步说明，但不应被解释为本发明实施的限制。

请参照图2，图2为微网中并联逆变器系统的拓扑结构图，其中每一个分布式电源(dg)的能量转换都不可或缺的利用了逆变器，每一台逆变器都有其自身的本地控制器，本发明所提供的二次控制方法嵌入到每台逆变器的本地控制器中，尤其是用于孤岛模式下运行的微网。

请参照图3至图5，图3为本发明的微网中并联逆变器的二次控制方法流程图；图4为本发明的上述二次控制方法中步骤1的分步流程图；图5为本发明的上述二次控制方法中步骤2的分步流程图，对于微网中的每台逆变器均利用本发明的所述二次控制方法实现二次控制。

如图3-5所示，本发明的微网中并联逆变器的二次控制方法包含：

步骤1：根据逆变器输出电压及输出电流，利用下垂控制生成逆变器的电压指令中基波电压的频率指令值和幅值指令值，以获得基波电压指令值vfund；

步骤2：从逆变器输出电压及输出电流中提取第一交流信号及第二交流信号的电压值和电流值，利用下垂控制生成第一交流信号的频率指令值以获得第一交流信号的电压指令值利用下垂控制生成第二交流信号的频率指令值以获得第二交流信号的电压指令值

步骤3：根据第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund，调节所述逆变器的输出电压vabc。

进一步地，本发明的微网中并联逆变器的二次控制方法在步骤1之前还可包含步骤0，如下所述。

步骤0：初始化逆变器，即分别设定第一动态参数p0的初始值、第二动态参数q0的初始值、初始频率ω0及初始电压e0，其中第一动态参数p0为生成基波电压频率的下垂偏置，第二动态参数q0为生成基波电压幅值的下垂偏置，其中第一动态参数p0和第二动态参数q0的初始值仅用于首次执行的步骤1及步骤2。

再进一步地，于所述二次控制方法的步骤1中还可包含：

步骤11：根据逆变器输出电压及输出电流的混合波形获得逆变器的输出电压vabc、输出电流iabc，并计算逆变器的当前有功功率p及无功功率q；

步骤12：利用下垂控制将逆变器控制为电压源，可利用以下公式获得基波电压的频率指令值ω^*和幅值指令值e^*：

ω^*＝ω0-m·(p-p0)，

e^*＝gfe((e0-epcc)-n·(q-q0))，其中，m和n为下垂控制线的斜率且皆为正数；gfe为调节器，可以为积分控制、比例-积分控制以及其他具有同样调节特性的控制器；epcc是微网交流母线的公共连接点(pcc)处的基波电压的幅值；

在线路阻抗匹配的情况下，步骤12中基波电压的幅值指令值e^*的计算公式可简化为：e^*＝e0-n·(q-q0)；

步骤13：根据基波电压的频率指令值ω^*和幅值指令值e^*获得基波电压指令值vfund，可采用如下公式：

vfund＝e^*cosω^*t；

其中，所述二次控制方法的步骤2中还可包含：

步骤21：分别根据第一交流信号及第二交流信号的电压值和电流值获得第一交流信号的有功功率及第二交流信号的有功功率其中若是首次执行该步骤，则将和皆初始化为零；

步骤22：根据第一交流信号的有功功率第二交流信号的有功功率以及微网交流母线的公共连接点(pcc)处的基波电压的频率ωpcc和幅值epcc更新第一动态参数p0及第二动态参数q0的值，例如可采用如下公式：

其中，基波电压的频率和幅值都由pi控制器(proportionalintegralcontroller，比例积分控制器)控制，ωr和er分别是所述逆变器的输出达到稳态时的额定频率和额定电压幅值，kpω、kiω、kpe和kie是pi控制器参数；gp及gq为预先设定值，gp是从第一交流信号的有功功率到第一动态参数p0的增益，gq是从第二交流信号的有功功率到第二动态参数q0的增益。

值得注意的是，这里，和的数量级设定为与动态参数p0和q0的数量级相同。采集的公共连接点(pcc)处的电压vpcc，经由电压频率和幅值提取环节获取ωpcc和epcc。

由于同一条线路上的基波电压频率一致，ωpcc可以用逆变器基波电压频率指令值ω^*替代；当线路较短时，公共连接点(pcc)处的基波电压幅值epcc大致等效为逆变器的输出电压基波幅值指令值e^*，因此还可利用以下公式更新第一动态参数p0及第二动态参数q0：

步骤23：基于更新的所述第一动态参数p0及所述第二动态参数q0，确定拟注入的第一交流信号的频率指令值及第二交流信号的频率指令值可采用如下公式：

其中，和分别是预先设定的第一交流信号及第二交流信号的频率基值，两者在同一系统中不能相同，但是要保证比系统基波频率高，可以分别取值为100hz和200hz，但本发明并不以此为限，和分别是第一交流信号和第二交流信号的下垂斜率且皆为正数；

步骤24：根据所述第一交流信号的频率指令值和预设的所述第一交流信号的幅值指令值生成所述第一交流信号的电压指令值以及根据所述第二交流信号的频率指令值和预设的所述第二交流信号的幅值指令值生成所述第二交流信号的电压指令值可采用如下公式：

其中为预先设定的第一交流信号和第二交流信号的幅值指令值，交流小信号的幅值取值存在折中，若取值过大，则会导致输出电压出现较高的畸变；若取值过小，则由于系统中存在干扰和谐波，不容易将交流小信号分离提取出来。在本实施例中，预设的第一交流信号和第二交流信号的幅值指令值相同，是基波额定电压幅值的1％，大小为2v，但本发明并不以此为限，在其他实施例中也可能取其他适当值，只要其取值大致为基波额定电压幅值的1％即可。

其中，步骤2中提取第一交流信号和第二交流信号的方法可具体实施为：对逆变器输出电压及电流的混合波形，分别利用第一交流信号和第二交流信号的频率进行dq变换，然后利用低通滤波器将交流的基波信号滤除，剩下的直流信号就是所需的交流信号的dq坐标系下的信号了，这种方法简单但是精确度低。此外，还可以采用另一种方法提取第一交流信号和第二交流信号：对逆变器输出电压及电流的混合波形，利用基波频率做dq变换，然后利用低通滤波器分别将第一交流信号及第二交流信号滤除，剩下的就是基波信号，再从原来的混合信号中减去得到的基波信号就得到了第一交流信号和第二交流信号，相比之下，这种方法更复杂一点但是更精确。提取两个交流信号的方法有多种，本发明仅列举其中两种，本领域技术人员应当了解此处并不是用于限制本发明。需要说明的是，以上仅对第一交流信号及第二交流信号的提取方法进行了简单描述，具体的操作细节为现有技术，此处不再详述。

进一步地，在一可选的实施例中，步骤3中还可包含：

步骤31：根据第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund获得逆变器的电压指令值v^*ref，对v^*ref进行电压闭环调节，获得电压调节指令值vref，以调节逆变器的输出电压vabc。其中v^*ref的获取可采用如下公式：

值得注意的是，在另一可选的实施例中，步骤31还可以通过另一种方法实现：将第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund分别进行电压闭环调节，各自的电压闭环调节的输出相加作为最终的电压闭环调节的输出，即电压调节指令值vref，以调节逆变器的输出电压vabc。

请参照图6至图8，图6为本发明第二实施例的微网中并联逆变器的二次控制方法流程图；图7为本发明的上述二次控制方法中步骤1’的分步流程图；图8为本发明的上述二次控制方法中步骤2’的分步流程图，对于微网中的每台逆变器均利用本发明的所述二次控制方法实现二次控制。

如图6-8所示，本发明第二实施例的微网中并联逆变器的二次控制方法包含：

步骤1’：根据逆变器输出电压及输出电流，利用下垂控制生成逆变器的电压指令中基波电压的频率指令值和幅值指令值，以获得基波电压指令值vfund；

步骤2’：从逆变器输出电流中提取第一交流信号及第二交流信号的电流值，从至少一电压信号中提取第一交流信号及第二交流信号的电压值，利用下垂控制生成第一交流信号的频率指令值以获得第一交流信号的电压指令值利用下垂控制生成第二交流信号的频率指令值以获得第二交流信号的电压指令值

步骤3’：根据第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund，调节所述逆变器的输出电压vabc。

所述至少一电压信号为逆变器输出电压，即所述第一交流信号及第二交流信号的电压值从逆变器输出电压中提取。

在另一实施例中，所述至少一电压信号为前一时刻对应的第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值具体地，在首次执行该方法时，首先初始化所述第一交流信号及第二交流信号的电压值以进行所述下垂控制，然后根据所述下垂控制获得当前时刻的第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值；而在之后每次执行该方法时，均以前一时刻的第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值来确定当前时刻的第一交流信号及第二交流信号的电压值。即对第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值进行闭环调节。

进一步地，本发明的微网中并联逆变器的二次控制方法在步骤1’之前还可包含步骤0’，如下所述。

步骤0’：初始化逆变器，即分别设定第一动态参数p0的初始值、第二动态参数q0的初始值、初始频率ω0及初始电压e0，其中第一动态参数p0为生成基波电压频率的下垂偏置，第二动态参数q0为生成基波电压幅值的下垂偏置，其中第一动态参数p0和第二动态参数q0的初始值仅用于首次执行的步骤1’及步骤2’。

再进一步地，于所述二次控制方法的步骤1’中还可包含：

步骤11’：根据与逆变器输出相关的一电压指令及一逆变器输出路径电流，计算逆变器的当前有功功率p及无功功率q。其中，与逆变器输出相关的电压指令可以由下述参数表示，逆变器输出电压vabc、微网交流母线电压vpcc或基波电压指令值vfund；逆变器输出路径电流可为逆变器的输出电流iabc或逆变器主电路中滤波电容前端的电流。

步骤12’：利用下垂控制将逆变器控制为电压源，可利用以下公式获得基波电压的频率指令值ω^*和幅值指令值e^*：

ω^*＝ω0-m·(p-p0)，

e^*＝gfe((e0-ef)-n·(q-q0))，其中，m和n为下垂控制线的斜率且皆为正数；gfe为调节器，例如可以为积分控制调节器、比例-积分控制调节器以及其他具有同样调节特性的控制器；ef为电压幅度，例如可以取值为微网交流母线pcc处基波电压的幅值epcc、逆变器输出的基波电压的幅值ec或者前一时刻基波电压指令值vfund对应的幅值e^*。

步骤13’：根据基波电压的频率指令值ω^*和幅值指令值e^*获得基波电压指令值vfund，可采用如下公式：

vfund＝e^*cosω^*t。

其中，所述二次控制方法的步骤2’中还可包含：

步骤21’：分别根据第一交流信号及第二交流信号的电压值和电流值获得第一交流信号的有功功率及第二交流信号的有功功率其中若是首次执行该步骤，则将和皆初始化为零；

步骤22’：根据第一交流信号的有功功率第二交流信号的有功功率以及二次控制频率ωs和二次控制电压幅度es更新第一动态参数p0及第二动态参数q0的值，可采用如下公式：

其中，gsω和gse为调节器，例如可以为积分控制调节器、比例-积分控制调节器或者其他具有同样调节特性的控制器；ωs为二次控制频率，例如可以取值为微网交流母线pcc处基波电压的频率ωpcc、逆变器输出基波电压的频率ωc或者基波电压指令值对应的频率ω^*；es为二次控制电压幅度，例如可以取值为微网交流母线处基波电压的幅值epcc、逆变器输出基波电压的幅值ec或者基波电压指令值对应的幅值e^*。

其中，ωpcc和epcc分别为微网交流母线处获得的基波电压的频率和幅值，例如可通过采样获得微网交流母线的电压vpcc，并经由电压频率和幅值提取得到ωpcc和epcc；ωr和er分别是所述逆变器的输出达到稳态时的额定频率和额定电压幅值；gp及gq为预先设定值，gp是从第一交流信号的有功功率到第一动态参数p0的增益，gq是从第二交流信号的有功功率到第二动态参数q0的增益。值得注意的是，这里，和的数量级设定为与动态参数p0和q0的数量级相同。

步骤23’：基于更新的所述第一动态参数p0及所述第二动态参数q0，确定拟注入的第一交流信号的频率指令值及第二交流信号的频率指令值可采用如下公式：

其中，和分别是预先设定的第一交流信号及第二交流信号的频率基值，两者在同一系统中不能相同，但是要保证比系统基波频率高，可以分别取值为100hz和200hz，但本发明并不以此为限，和分别是第一交流信号和第二交流信号的下垂斜率且皆为正数；

步骤24’：根据所述第一交流信号的频率指令值和预设的所述第一交流信号的幅值指令值生成所述第一交流信号的电压指令值以及根据所述第二交流信号的频率指令值和预设的所述第二交流信号的幅值指令值生成所述第二交流信号的电压指令值可采用如下公式：

其中为预先设定的第一交流信号和第二交流信号的幅值指令值，交流小信号的幅值取值存在折中，若取值过大，则会导致输出电压出现较高的畸变；若取值过小，则由于系统中存在干扰和谐波，不容易将交流小信号分离提取出来。在本实施例中，预设的第一交流信号和第二交流信号的幅值指令值相同，是基波额定电压幅值的1％，大小为2v，但本发明并不以此为限，在其他实施例中也可能取其他适当值，只要其取值大致为基波额定电压幅值的1％即可。

其中，步骤2’中当至少一电压信号为逆变器输出电压时，提取第一交流信号和第二交流信号的方法可具体实施为：对逆变器输出电压及电流的混合波形，分别利用第一交流信号和第二交流信号的频率进行dq变换，然后利用低通滤波器将交流的基波信号滤除，剩下的直流信号就是所需的交流信号的dq坐标系下的信号了，这种方法简单但是精确度低。此外，还可以采用另一种方法提取第一交流信号和第二交流信号：对逆变器输出电压及电流的混合波形，利用基波频率做dq变换，然后利用低通滤波器分别将第一交流信号及第二交流信号滤除，剩下的就是基波信号，再从原来的混合信号中减去得到的基波信号就得到了第一交流信号和第二交流信号，相比之下，这种方法更复杂一点但是更精确。提取两个交流信号的方法有多种，本发明仅列举其中两种，本领域技术人员应当了解此处并不是用于限制本发明。需要说明的是，以上仅对第一交流信号及第二交流信号的提取方法进行了简单描述，具体的操作细节为现有技术，此处不再详述。

进一步地，步骤3’中还包含：

步骤31’：根据第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund获得逆变器的电压指令值v^*ref，对v^*ref进行电压闭环调节，获得电压调节指令值vref，以调节逆变器的输出电压vabc。其中v^*ref的获取可采用如下公式：

值得注意的是，在另一可选的实施例中，步骤31还可以通过另一种方法实现：将第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund分别进行电压闭环调节，各自的电压闭环调节的输出相加作为最终的电压闭环调节的输出，即电压调节指令值vref，以调节逆变器的输出电压vabc。

第一实施例示出的二次控制方法只能解决在线路阻抗匹配情况下的无功均分以及电压二次控制问题，无法适用于线路阻抗不匹配的情况。而第二实施例示出的二次控制方法可以解决在线路阻抗不匹配情况下的无功均分以及电压二次控制问题，可以应用于更复杂多样的实际使用环境，具有更好的实际意义。

请参照图9，图9是本发明的微网中并联逆变器的二次控制装置的框图。如图9所示，所述二次控制装置可包含以下模块：

初始化模块，初始化所述逆变器，即分别设定第一动态参数p0、第二动态参数q0的初始值、初始频率ω0及初始电压e0，其中第一动态参数p0为生成基波电压频率的下垂偏置，第二动态参数q0为生成基波电压幅值的下垂偏置；

基波电压指令值生成模块，根据逆变器输出电压及输出电流利用下垂控制生成逆变器的电压指令中基波电压的频率指令值和幅值指令值，以获得基波电压指令值vfund；

交流信号电压指令值生成模块，从逆变器输出电流中提取第一交流信号及第二交流信号的电流值，从至少一电压信号中提取第一交流信号及第二交流信号的电压值，利用下垂控制生成第一交流信号的频率指令值以获得第一交流信号的电压指令值以及利用下垂控制生成第二交流信号的频率指令值以获得第二交流信号的电压指令值

调节模块，根据第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund，调节所述逆变器的输出电压vabc。

至少一电压信号为逆变器输出电压，即所述第一交流信号及第二交流信号的电压值从逆变器输出电压中提取。

在另一实施例中，至少一电压信号为前一时刻对应的第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值具体地，在首次执行该方法时，首先初始化所述第一交流信号及第二交流信号的电压值以进行所述下垂控制，然后根据所述下垂控制获得当前时刻的第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值；而在之后每次执行该方法时，均以前一时刻的第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值来确定当前时刻的第一交流信号及第二交流信号的电压值。即对第一交流信号的电压指令值及第二交流信号的电压指令值进行闭环调节。

进一步地，基波电压指令值生成模块还可包含信号提取模块、第一功率计算模块、下垂控制模块和第一电压指令值生成模块。其中：

信号提取模块，用于提取逆变器输出电压vabc和电流iabc。

第一功率计算模块，根据与逆变器输出相关的一电压指令及一逆变器输出路径电流，计算逆变器的当前有功功率p及无功功率q。其中，与逆变器输出相关的电压指令可以由下述参数表示，逆变器输出电压vabc、微网交流母线pcc处电压vpcc或基波电压指令值vfund；逆变器输出路径电流可为逆变器的输出电流iabc或逆变器主电路中滤波电容前端的电流。

下垂控制模块，利用下垂控制将逆变器控制为电压源，获得基波电压的频率指令值ω^*和幅值e^*，并进而获得所述基波电压指令值vfund；其中，基波电压的频率ω^*和幅值e^*，例如可利用以下公式获得：

ω^*＝ω0-m·(p-p0)，

e^*＝gfe((e0-ef)-n·(q-q0))，其中，m和n为下垂控制线的斜率且皆为正数；gfe为调节器，例如可以为积分控制调节器、比例-积分控制调节器以及其他具有同样调节特性的控制器；ef为电压幅度，例如可以取值为微网交流母线电压vpcc的基波电压幅值epcc、逆变器输出电压vabc的基波电压幅值ec或者前一时刻的基波电压幅值e^*。

第一电压指令值生成模块，根据基波电压的频率ω^*和幅值e^*获得基波电压指令值vfund，可采用如下公式：

vfund＝e^*cosω^*t。

再进一步地，交流信号电压指令值生成模块还可包含交流信号提取模块、第二功率计算模块、二次控制模块和第二电压指令值生成模块。其中：

交流信号提取模块，提取第一交流信号的电压值vp和电流值ip及第二交流信号的电压值vq和电流值iq；

第二功率计算模块，可分别根据第一交流信号的电压值vp和电流值ip及第二交流信号的电压值vq和电流值iq获得第一交流信号的有功功率及第二交流信号的有功功率其中该第二功率计算模块在第一次工作时，将第一交流信号的有功功率和第二交流信号的有功功率皆初始化为零。在本实施例中，第二功率计算模块还可包含低通滤波器(图未示)，利用低通滤波器从采样的逆变器输出电压电流中提取第一交流信号的电压值vp和电流值ip及第二交流信号的电压值vq和电流值iq；

二次控制模块，首先可根据第一交流信号的有功功率第二交流信号的有功功率二次控制频率ωs和二次控制电压幅度es更新第一动态参数p0及第二动态参数q0的值，可采用如下公式：

其中，gsω和gse为调节器，例如可以为积分控制调节器、比例-积分控制调节器或者其他具有同样调节特性的控制器；ωs为二次控制频率，例如可以取值为微网交流母线pcc处基波电压的频率ωpcc、逆变器输出基波电压的频率ωc或者基波电压指令值对应的频率ω^*；es为二次控制电压幅度，例如可以取值为微网交流母线处基波电压的幅值epcc、逆变器输出基波电压的幅值ec或者基波电压指令值对应的幅值e^*。

其中，ωpcc和epcc分别为微网交流母线pcc处基波电压的频率和幅值，例如可通过采样获得微网交流母线pcc处的电压vpcc，并经过电压频率和幅值提取得到ωpcc和epcc；ωr和er分别是所述逆变器的输出达到稳态时的额定频率和额定电压幅值；gp及gq为预先设定值，gp是从第一交流信号的有功功率到第一动态参数p0的增益，gq是从第二交流信号的有功功率到第二动态参数q0的增益。值得注意的是，本步骤中和的数量级设定为与动态参数p0和q0的数量级相同。

二次控制模块基于更新的所述第一动态参数p0及所述第二动态参数q0，确定拟注入的第一交流信号的频率指令值及第二交流信号的频率指令值可采用如下公式：

其中，和分别是预先设定的第一交流信号及第二交流信号的频率基值，两者在同一系统中不能相同，但是要保证比系统基波频率高，可以分别取值为100hz和200hz，但本发明并不以此为限，和分别是第一交流信号和第二交流信号的下垂斜率且皆为正数；

第二电压指令值生成模块，可根据所述第一交流信号的频率指令值和预设的所述第一交流信号的幅值指令值生成所述第一交流信号的电压指令值以及根据所述第二交流信号的频率指令值和预设的所述第二交流信号的幅值指令值生成所述第二交流信号的电压指令值可采用如下公式：

其中，为预设的第一交流信号和第二交流信号的幅值指令值，交流小信号的幅值取值存在折中，若取值过大，则会导致输出电压出现较高的畸变；若取值过小，则由于系统中存在干扰和谐波，不容易将交流小信号分离提取出来。在本实施例中，预设的第一交流信号和第二交流信号的幅值指令值相同，是基波额定电压幅值的1％，大小为2v，但本发明并不以此为限，在其他实施例中也可能取其他适当值，只要其取值大致为基波额定电压幅值的1％即可。

其中，当至少一电压信号为逆变器输出电压时，交流信号提取模块用以从逆变器输出电压及输出电流的混合波形中，提取出第一交流信号及第二交流信号，并得到第一交流信号及第二交流信号的电压值及电流值。具体地，提取第一交流信号及第二交流信号的方法已在上文中简单叙明，此处不再赘述。

更进一步地，调节模块可包含电压闭环调节模块和pwm(脉宽调制)模块。

在一可选的实施例中，电压闭环调节模块，可根据第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund获得逆变器的电压指令值v^*ref，对v^*ref进行电压闭环调节，以得到电压调节指令值vref，然后将该电压调节指令值vref提供给pwm模块，其中v^*ref的获取可采用如下公式：

此外，在另一可选的实施例中，电压闭环调节模块也可以采用另一种方式获得电压调节指令值vref，即将第一交流信号的电压指令值第二交流信号的电压指令值及基波电压指令值vfund分别送入各自的电压闭环进行调节，各自的电压闭环调节的输出相加作为电压闭环调节模块的最终输出，即电压调节指令值vref，以提供给pwm(脉宽调制)模块。

pwm(脉宽调制)模块可根据电压调节指令值vref调节逆变器的输出电压vabc，其中电压闭环调节模块的输出提供给pwm模块，可以调制生成开关管的门极控制信号。由于vref既含有基波信号指令，又含有交流小信号指令，所以逆变器输出的电压中既会含有基波成分，又会含有交流小信号。这样，交流小信号即可注入系统。

图10a为本发明微网中并联逆变器的二次控制装置的一具体实施例的电路结构示意图，其对应第一实施例所述的二次控制方法。请参照图10a，包含逆变器本地控制器及单台逆变器主电路，逆变器本地控制器电性连接于单台逆变器主电路，逆变器本地控制器包含前述的二次控制装置，其原理在前面装置部分已经详细阐述，这里就不再赘述。

图10b为本发明微网中并联逆变器的二次控制装置的另一具体实施例的电路结构示意图，其对应第二实施例所述的二次控制方法。请参照图10b，包含逆变器本地控制器及单台逆变器主电路，逆变器本地控制器电性连接于单台逆变器主电路，逆变器本地控制器包含前述的二次控制装置，其原理在前面装置部分已经详细阐述，这里就不再赘述。

本方法不依赖于通讯线，因为在本方法中，交流小信号扮演着通讯信号的角色来帮助所有的并联逆变器实现同步。交流小信号的有功功率和频率之间有一种下垂关系，这种下垂关系可以保证稳态下所有并联逆变器产生的交流小信号频率相同，从而进一步保证了所有并联逆变器的基波电压下垂偏置相等。通过这种机制，所有的并联逆变器可以实现同步并均分功率。并且，基波电压的频率和幅值都由控制器调节，系统频率和电压幅值都可以恢复至额定值。

具体的，本发明的仿真模型由两台逆变器并联构成。参见表1给出了仿真参数。

表1

为了验证本方法在功率均分方面的改进，我们同时复现了传统分布式有互联线的二次控制技术的效果，图中的p1、q1代表一台逆变器输出的有功功率及无功功率，p2、q2代表另一台逆变器输出的有功功率及无功功率。如图11a、11b及12a、12b所示，其分别为传统二次控制技术消除有功负载增加导致的频率跌落和消除无功负载增加导致的电压幅值跌落的效果图。图11a为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的系统频率的仿真波形图；图11b为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出有功功率的仿真波形图；图12a为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的电压幅值的的仿真波形图；图12b为采用传统分布式有互联线二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出无功功率的仿真波形图。如图12a、12b及14a、14b所示，给出了采用本发明的二次控制技术的仿真波形，分别为消除有功负载增加导致的频率跌落和消除无功负载增加导致的电压幅值跌落的效果图。图12a为采用本发明的二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的系统频率的仿真波形图；图12b为采用本发明的二次控制技术的系统中，有功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出有功功率的仿真波形图；图14a为采用本发明的二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的电压幅值的仿真波形图；图14b为采用本发明的二次控制技术的系统中，无功负载增加后开启二次控制的并联逆变器输出无功功率的仿真波形图。

仿真中在第2秒时负载增加，第5秒时二次控制开启。从仿真波形中可以看出，有功负载和无功负载的增加分别会导致系统频率和电压幅值的跌落，当传统分布式有互联线二次控制开启后，系统频率和电压幅值能恢复至额定值，但是由于两台逆变器的控制参数存在微小的差异，导致稳态时功率无法均分。相反，本文提供的方案不仅可以恢复系统频率和电压幅值至额定值，还能准确实现功率均分。

验证本方法的实验平台由两台相同型号的逆变器(mwinv-9r144)并联构成。参见表2给出了实验参数。

表2

图15a-16b给出了采用本发明所描述的二次控制技术的实验波形图，分别为消除有功负载增加导致的频率跌落和消除无功负载增加导致的电压幅值跌落。图15a为有功负载增加后开启本发明的二次控制的系统频率的实验波形图；图15b为有功负载增加后开启本发明的二次控制的并联逆变器输出有功功率的实验波形图；图16a为无功负载增加后开启本发明的二次控制的电压幅值的实验波形图；图16b为无功负载增加后开启本发明的二次控制的并联逆变器输出无功功率的实验波形图。

图15a-15b所示实验中，第17秒时负载增加，第33秒时二次控制开启；图16a-16b所示实验中，第17秒时负载增加，第35秒时二次控制开启。从实验波形中可以看出，有功负载和无功负载的增加分别会导致系统频率和电压幅值的跌落，当本文提供的二次控制开启后，系统频率和电压幅值能恢复至额定值，且功率在并联逆变器之间能实现均分。

需要说明的是：以上实施例仅用以说明本发明，而并非限制本发明所描述的技术方案；同时，尽管本说明书参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，但是，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换；因此，一切不脱离本发明的精神和范围的技术方案及其改进，均应涵盖在本发明所附权利要求的保护范围之内。