本申请涉及半谐振和谐振转换器，具体地估计用于半谐振和谐振转换器的负载电流。
背景技术：
包括隔离和非隔离拓扑的谐振和半谐振dc-dc转换器用于各种应用，诸如电信、处理器等，这是由于其零电压(电流)开关特性和及其利用寄生分量能力。在许多拓扑当中，具有变压器/抽头电感器的半谐振转换器是用于没有隔离的高电压转换比的有吸引力的拓扑。较低成本和较高效率是这种转换器相对于其他解决方案的主要优点。
许多谐振和半谐振dc-dc转换器的输出电流每个开关周期具有半周期类似正弦的形状。这种类似正弦的输出电流的典型示例在不连续导通模式(dcm)中发生，在不连续导通模式(dcm)中通过输出电感器的电流在开关时段的一部分期间下降到零。许多谐振和半谐振dc-dc转换器还具有可变开关频率，使得开关时段可以在周期之间变化。对于具有类似正弦输出电流和可变开关频率的这些类型的谐振和半谐振转换器，难以获得等于半谐振转换器中的负载电流的输出电流的周期平均值。周期平均值用于多相系统中的自适应电压定位(avp)、相电流平衡和相位下降/相加。由于输出电流的类似正弦的形状，用于获得输出电流的周期平均值的常规低通滤波技术是不够的，因为将需要非常低的带宽滤波器来获得输出电流的平均值。非常低的带宽滤波器会对控制回路添加时延，并且可能劣化转换器的瞬态性能。此外，非常低的带宽滤波器产生不准确的总电流，总电流通过对每个通道中的滤波值求和来获得，特别是在较高负载频率瞬变时。而且，非常低的带宽滤波器不适合用于峰值电流限制控制或利用电流信息的其他控制机制，其也不适用于电流平衡/共享控制。
因此，需要一种用于获得谐振和半谐振dc-dc转换器的输出电流的周期平均值的改进技术，该谐振和半谐振dc-dc转换器具有可变开关频率和具有类似正弦的形状的输出电流。
技术实现要素：
根据电压转换器的实施例，电压转换器包括可变开关频率功率级、无源电路和控制电路。功率级包括高侧开关和在功率级的开关节点处耦合到高侧开关的第一低侧开关。无源电路将开关节点耦合到电压转换器的输出节点。控制电路可操作为控制功率级的逐周期的切换和对在开关节点和输出节点之间的点处的电流进行采样，采样电流在每个开关周期具有半周期类似正弦的形状。对于当前开关周期，控制电路可操作为计算紧接在前的开关周期的采样电流的平均值，并且基于针对紧接在前的开关周期计算的平均采样电流来估计当前开关周期的平均采样电流。
根据用于电压转换器的电流感测的方法的实施例，电压转换器包括：功率级，所述功率级具有高侧开关和第一低侧开关，第一低侧开关在所述功率级的开关节点处耦合到所述高侧开关；以及无源电路，无源电路将开关节点耦合到所述电压转换器的输出节点，功率级具有可变开关频率，该方法包括：对在开关节点和输出节点之间的点处电流进行采样，采样电流每个开关周期具有半周期类似正弦的形状；以及对于当前开关周期，计算紧接在前的开关周期的采样电流的平均值，并且基于针对紧接在前的开关周期计算的平均采样电流来估计所述当前开关周期的平均采样电流。
本领域技术人员在阅读下面的详细描述并且在查看附图时将认识到其他特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此成比例。相同的附图标记表示相应的类似部件。各种所示实施例的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施例并且在下面的描述中详细描述实施例。
图1示出了具有可变开关频率和具有半周期类似正弦的形状的采样电流的电压转换器以及用于计算采样电流的周期平均值的电流估计器的实施例的框图。
图2更详细地示出根据实施例的电压转换器和电流估计器。
图3和图4示出与电压转换器的操作相关联的各种波形。
图5更详细地示出根据另一实施例的电压转换器和电流估计器。
图6示出在图2和图5所示的变压器的等效模型到物理变压器之间的映射。
图7和图8示出与电流估计器的操作相关联的各种波形。
图9示出根据实施例的与进行对周期平均采样电流的调整的电流估计器相关联的波形。
图10示出根据另一实施例的与进行对周期平均采样电流的调整的电流估计器相关联的波形。
具体实施方式
本文所述的实施例获得具有可变开关频率的谐振或半谐振dc-dc转换器的采样电流的精确周期平均。使用从低侧同步开关或要被采样的电流流过的任何其他感测元件取得的信息来估计平均采样电流。计算紧接在前的开关周期的平均采样电流，并且基于针对紧接在前的开关周期计算的平均采样电流来估计当前开关周期的平均采样电流。可以调整电流估计以提高精度。在一个实施例中，时延最小化为最大一个周期，并且在另一实施例中更小。本文描述的技术适用于处理高频负载瞬态，易于在数字/模拟控制中实现，不需要数/模拟低通滤波，提供精确的总电流估计，适用于电流模式控制方案，适用于峰值电流限制控制，适用于多相应用中的电流平衡控制，并且允许使用可变频率操作来调整平均电流值。
图1示出了具有供应给负载102的可变开关频率(fsw)和输出电流(io)的电压转换器100的实施例。电压转换器100包括功率级104，功率级104在控制电路106的控制下将输入电压(vin)转换为在输出节点vout处的输出电压(vo)，以便通过包括在功率级104中或与功率级104相关联的无源电路108将输出电流io递送到负载102。无源电路的类型108取决于电压转换器100的拓扑，其可以具有隔离或非隔离拓扑并且是谐振或半谐振的。可以使用任何标准电压转换器，只要转换器具有可变开关频率和具有半周期类似正弦的形状的采样电流(isam)，即类似半个正弦波的形状。例如，电压转换器100能够是具有用于将无源电路108的lc储能电路耦合到输出电容器co的变压器/抽头电感器的半谐振转换器。
包括在控制电路106中或与控制电路106相关联的电流估计器110获得采样的电流isam每开关周期的精确周期平均值。因为电压转换器100具有可变开关频率和具有半周期类似正弦的形状的采样电流isam，所以不采用用于获得周期平均采样电流的低通滤波，因为将需要非常低的带宽滤波器。替代地，电流估计器110计算紧接在前的开关周期[n-1]的平均采样电流，并且基于针对紧接在前的开关周期[n-1]计算的平均采样电流来估计当前开关周期[n]的平均采样电流。采样电流isam的平均值近似等于递送到负载的输出电流io。控制电路106能够调整电流估计以提高精度，如稍后更详细描述的。
图2示出图1所示的电压转换器100和电流估计器110的实施例。根据该实施例，电压转换器100是混合脉冲宽度调制/谐振电压转换器，其中，谐振在功率级104的高侧或控制开关q1的关断时间(toff)期间发生。混合脉冲宽度调制/谐振电压转换器非常适合于需要高速开关和相对大的步降电压转换比的电压转换器应用。
混合脉冲宽度调制/谐振电压转换器的功率级104包括高侧功率开关q1以及第一和第二低侧功率开关q2、q3。提供驱动器级112以用于驱动功率级104的高侧功率开关q1和低侧功率开关q2、q3。驱动器级112和功率级104可以被集成在同一半导体裸片上，或者提供作为单独裸片。功率开关q1、q2、q3能够被集成在同一半导体裸片上，或者提供作为单独裸片。
高侧功率开关q1和低侧功率开关q2、q3可以被实现为例如基于硅或其他iv族的金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。因此，每个功率开关q1、q2、q3被示出为包括漏极(d)、源极(s)和栅极(g)。高侧功率开关q1和低侧功率开关q2、q3在图2所示的示例性实现中被描绘为硅或其他iv族fet，以易于描述和简洁。然而，要强调的是，这样的实现仅仅是示例性的，并且本文公开的发明原理可广泛地应用于广泛的应用，包括使用其他基于iv族材料或基于iii-v族半导体的功率开关实现的电压转换器。还注意，如本文使用的，短语“iii-v族”是指包括至少一种iii族元素和至少一种v族元素的化合物半导体。例如，iii-v族半导体可以采用包括氮和至少一种iii族元素的iii族氮化物半导体的形式。在图2中，mosfet已经用于表示功率开关q1、q2、q3。然而，还可以使用其他类型的开关，例如双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、基于氮化镓(gan)的开关。
如图2所示，控制功率开关q1、q2、q3的开关的控制电路106被耦合到驱动器级112。另外，控制电路106还耦合到第二低侧功率开关q3的漏极，并且耦合到电压转换器100的输出节点vout。还在图2中示出了电压转换器的开关节点vsw、谐振电容器(cr)、泄漏电感(lr)、磁化电感(lm)、输出电容器(co)和变压器114，其可以被实现为变压器或中心抽头电感器，该lc储能电路具有n匝(n1+n2)并且包括具有n1匝的初级绕组(p)和具有n2匝的次级绕组(s)。
如图2进一步所示，高侧功率开关q1在q1的漏极处接收输入电压vin。高侧功率开关q1的源极在转换器100的开关节点vsw处被耦合到第一低侧功率开关q2的漏极。第一低侧功率开关q2进而被耦合在开关节点vsw和地之间，即，使其源极耦合到地。还如图2所示，第二低侧功率开关q3使其漏极被耦合在变压器114的初级绕组p和次级绕组s之间，并且使其源极耦合到地。根据图2所示的示例性实现，高侧功率开关q1被配置为控制开关，第一低侧功率开关q1被配置为谐振开关，并且第二低侧功率开关q3被配置为电压转换器100的同步(sync)开关。
图2所示的半谐振/混合电压转换器电路配置仅仅是示例性的。半谐振/混合电压转换器能够使用多个不同的电路配置来实现，包括例如利用分离谐振电容器的电路配置和利用隔离变压器的电路配置。本文所公开的发明原理可以容易地被适配为包括高侧功率开关以及第一和第二低侧功率开关的任何半谐振/混合电压转换器，而不论所采用的具体电路配置如何，并且更一般地被适配为具有可变开关频率和具有如图3所示的半周期类似正弦的形状的采样电流isam的任何电压转换器。采样电流isam对应于根据图2所示的实施例的变压器114的次级电流is。
图3是示出在操作期间的次级电流is、开关节点vsw处的电压以及电压转换器100的谐振电流和磁化电流ir、im的曲线图。次级电流is和磁化电流im处于最小负值-imin，并且开关节点电压在刚好在下一个开关周期之前的死区时间dt0的开始处处于或接近地电位。所有功率开关在dt0开始时关断，例如，对于图2所示的标准mosfet的栅极信号，hs＝0，ls1＝0并且ls2＝0。电流imin对q2的输出电容进行充电，并且使得开关节点电压在dt0期间上升到接近vin的电平。在死区时间dt0结束时，高侧功率开关q1被导通，即如本文所使用的“导通时间”或“ton”，并且第一和第二低侧功率开关q2、q3保持关断，例如通过对图2所示的标准mosfet的栅极信号设置hs＝1，ls1＝0和ls2＝0。在ton期间，开关节点电压通过高侧功率开关q1与vin相关联，并且电压转换器100的磁化电流im和次级电流is以线性方式上升，例如直至磁化电流im达到最大值imax。与由谐振电容器cr、泄漏电感lr和磁化电感lm形成的lc储能电路相关联的磁化电流im考虑在ton期间的次级电流is的上升。
在开关周期的下一间隔期间，高侧功率开关q1被关断，即，如本文所使用的“关断时间”或“toff”，并且第一和第二低侧功率开关q2、q3被导通，例如通过对图2所示的标准mosfet的栅极信号设置hs＝0，ls1＝1和ls2＝1，当q1关断并且q2和q3导通时，开关节点电压下降到其最小值，因为开关节点vsw通过q2被耦合到地。而且，在toff期间在谐振电容器cr和泄漏电感lr之间形成谐振。泄漏电感lr可以是变压器的纯寄生电感，或者可以包括与这种寄生电感结合的电感器组件。此外，泄漏电感lr是可变电感，因为其电感值能够随着温度并且随着变压器114的变化而变化。
在高侧功率开关q1的关断时间期间在谐振电容器cr和泄漏电感lr之间形成的谐振导致流过变压器114的次级绕组s的谐振电流(ir)，其对输出电容器co进行充电。如果高侧功率开关q1的关断时间相对于谐振频率被优化，则第二低侧功率开关q2可以在其电流非常小或基本为零时被关断。次级电流is在toff期间由于变压器114的次级侧电流而上升，其等于im+(n1/n2)(im-ir)，其中n1是初级侧绕组匝数，并且n2是变压器114的次级绕组匝数。ir与im相交的点信号通知控制电路106当前开关周期结束处，使得控制电路106知道从死区时间dt0开始何时迫使电压转换器100进入下一个周期，其中功率开关q1、q2、q3被关断。
图4是用于将电压转换器100的次级is与第二低侧功率开关q3的电流(iq3)进行比较的一个开关周期的曲线图，第二低侧功率开关q3连接到变压器114的次级绕组s。第二低侧功率开关q3的电流iq3等于(n/n2)(im-ir)，其中n是变压器的匝数比，并且n2是次级绕组匝数，im是无源电路108的磁化电流，并且ir是无源电路108的谐振电流。输出电流io与第二低侧功率开关q3的平均电流<iq3>和次级电流的平均值<is>如下相关：
io＝<is>＝<iq3>＝<im+(n1/n2)(im-ir)>＝<(n/n2)(im-ir)>(1)
其中
次级电流is和第二低侧功率开关q3的电流iq3对于如图4所示的每个开关周期都具有半周期类似正弦的形状。图4中示出的每个电流的交叉阴影部分表示当前开关周期电流的相应电流的周期平均值，并且对应于输出电流io。
根据图2所示的实施例，包括在控制电路106中或与控制电路106相关联的电流估计器110获得次级电流is的精确周期平均值。对于当前开关周期[n]，电流估计器110计算紧接在前的开关周期[n-1]的平均采样电流<is>，并且基于针对紧接在前的开关周期[n-1]计算的平均采样电流来估计当前开关周期的平均采样电流<is>。图5示出类似的实施例，其中电流估计器110对第二低侧功率开关q3的电流iq3而不是次级电流is进行采样，以获得对应于输出电流io的精确周期平均采样电流。图6将图2和图5所示的变压器114的等效模型映射到物理变压器114，其中vp是初级电压，并且vs是次级电压。
在这两种情况下，电流估计器110包括adc(模拟到数字转换器)116以及积分器118，adc(模拟到数字转换器)用于对测量电流(is或iq3)进行数字采样，积分器118用于在高侧开关q1关断并且第一低侧开关q2导通对数字采样的电流值进行积分。例如，积分器118能够通过信号ls1的上升沿来触发，信号ls1被施加到第一低侧功率开关q2的栅极并且表示当前开关周期的toff的开始。积分器118具有预定采样速率tclk，其被设置为使得每个开关周期所取得的样本数确保针对每个开关周期计算的平均采样电流满足精度阈值。
电流估计器110还包括用于测量电压转换器100的时段的计数器120，其可以逐周期地变化。计数器120在信号hs的上升沿时被重置，该信号hs被施加到高侧功率开关q1的栅极，并且表示当前开关周期的ton的开始。计数器120的最终值由锁存器122存储并且用于下一个开关周期。
电流估计器110还包括平均值计算器124，用于计算二者均对应于输出电流io的采样电流is或iq3的精确周期平均值。平均计算器124使来自积分器1128的积分电流除以开关周期的测量时段，其是存储在锁存器122中的计数器值的函数。adc116、积分器118、计数器120、锁存器122和平均值计算器124能够数字地被实现转换器控制电路106的一部分。接下来参考图7和图8更详细地描述电流估计器110的操作。
图7示出作为施加到高侧功率开关q1的栅极的信号hs的函数的在当前开关周期[n]期间和紧接在前的开关周期[n-1]期间的计数器输出及其锁存值。计数器120的最终值被锁存(lc)，并且用于计算开关时段。计数器120在hs的上升沿时被重置，其对应于相应开关周期的ton的开始。计数器120响应于输入时钟信号tclk来递增其输出。计数器输出在每个开关周期结束时由锁存器122存储。然后，使用锁存的值来测量每个开关周期的时段tswm，如上所述，周期tswm可以逐周期地变化。开关周期[n-1]的时段tswm[n-1]由下式给出：
tswm[n-1]＝lc[n-1]*tclk(2)
其中lc[n-1]是在开关周期[n-1]结束时计数器120的最后值，并且tclk是针对计数器120的输入时钟信号的频率。
在下一开关周期[n]的开始，已经知道紧接在前的开关周期[n-1]的时段tswm[n-1]。这样，可以使用紧接在前的开关周期[n-1]的时段tswm[n-1]作为当前开关周期[n]的时段tswm[n-1]的估计，如下给出：
tswm[n]＝lc[n-1]*tclk(3)
图7中的虚线表示紧接在前的开关周期的计算时段，其用作例如当前开关周期的时段的估计，例如用于开关周期[n]的lc[n-2]、用于开关周期[n]的lc[n-1]等。如图7所示，计算的时段的值可以由于转换器100的可变开关频率而逐周期地改变。根据本实施例，时延被最小化到最大的一个周期。
图8示出估计在两个连续的开关周期[n-1]和[n]上的低侧开关电流iq3或次级电流is的平均采样电流(isamavg)。电流估计器110的积分器118包括在对应于相应开关周期的toff的开始的hs的下降沿处重置的计数器。积分器输出in响应于时钟输入信号tclk而递增，并且于如图8所示的采样的半周期类似正弦的形状而对应于测量电流iq3/is。由积分器计数器计数的数字采样电流值能够对应于根据图2所示的实施例的低侧开关q3的电流iq3、根据图5所示的实施例的次级电流is、或者根据在开关节点vsw和输出节点vout之间的点处采样的任何其他电流测量，并且其平均值对应于转换器输出电流io。能够在开关节点vsw和输出电容器co之间的任何点处测量电流，其中感测电流的平均值与负载电流io相等或成比例。例如，能够通过确保q3的rdson(导通状态电阻)或通过使用镜像iq3的电流镜来测量电流。跨用于感测is的电阻器的电压的dcr感测或测量是其他标准选项。
积分器118还包括用于在每个开关周期[n-1]、[n]等结束时捕获积分器计数器的最终值in的锁存器，即刚好在下一个死区时间段dt0开始之前的计数器值。在下一个开关周期[n]期间，使用存储在用于紧接在前的开关周期[n-1]的积分器锁存器中存储的积分器计数器的最终值in[n-1]，来如下式给出的计算开关周期[n]的平均采样电流isamavg[n]：
其中lc[n-1]*tclk是由等式(3)给出的紧接在前的开关周期[n-1]的时段。
图8中的虚线表示由电流估计器110的平均值计算器124根据等式(4)计算的每个开关周期[n-1]、[n]等的估计的平均采样电流isamavg。这样，针对紧接在前的开关周期计算的平均周期电流用作当前开关周期的估计值，例如isamavg[n-2]用作开关周期[n-1]的平均周期电流，isamavg[n-1]用作开关周期[n]等的平均周期电流等。
由于电压转换器100的可变开关频率而导致估计的平均采样电流isamavg的值可以如图8所示逐周期地改变。再次，根据本实施例，时延被最小化到最大的一个周期。可以通过调整针对当前开关周期估计的平均采样电流来减小时延，从而提高平均采样电流估计的精度。
图9示出了控制电路106调整平均采样电流估计isamavg，从而减少时延并且提高精度的实施例。根据该实施例，控制电路106基于当前开关周期的导通时间ton[n]和紧接在前的开关周期的导通时间ton[n-1]，来调整当前开关周期[n]的平均采样电流估计isamavg[n]。如果当前开关周期[n]的导通时间ton[n]等于紧接在前的开关周期[n-1]的导通时间ton[n-1]，则不对isamavg[n]进行调整。在这种情况下，相对相等的导通时间持续时间指示连续的开关周期具有大致相同的平均电流，并且因此不需要进行调整。因此，针对紧接在前的开关周期[n-1]计算的平均采样电流估计isamavg[n-1]是当前开关周期的采样电流的精确近似。
然而，如果ton[n]和ton[n-1]不同，则当前开关周期[n]的采样电流不同于紧接在前的开关周期[n-1]的采样电流。例如，如果ton[n]>ton[n-1]，则开关周期[n]的实际平均电流高于所计算的。相反，如果ton[n]<ton[n-1]，则开关周期[n]的实际平均电流低于所计算的。
控制电路106能够确定高侧开关q1在当前开关周期[n]中导通达与紧接在前的开关周期[n-1]不同的持续时间。该信息是已知的，并且作为标准电压转换器控制的一部分，在当前开关周期[n-1]期间容易获得。然后，控制电路106能够根据在ton时间结束时的高侧开关q1的导通时间中的差的函数来调整针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流。在一个实施例中，用于当前开关周期[n]的调整的平均采样电流isamavg_adj[n]由下式给出所确定：
isamavg_adj[n]＝isamavg[n]+kp(ton[n]-ton[n-1])(5)
根据该实施例，控制电路106通过使用于高侧开关q1的导通时间中的差乘以加权因子kp以计算调整值，并且将调整值与针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流isamavg[n]相加，来根据高侧开关q1的导通时间的差的函数来调整针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流isamavg[n]。如果没有差或者如果差在某一预定裕度内，则isamavg_adj[n]＝isamavg[n]，并且不进行调整。图9中的虚线表示每个开关周期的调整的平均采样电流isamavg_adj，例如根据等式(5)确定的。控制电路106可以采用其他调整技术来将根据导通时间的函数调整针对当前开关周期估计的平均采样电流。
图10示出了另一实施例，其中控制电路106调整平均采样电流估计isamavg，从而减少时延并且提高精度。根据该实施例，控制电路106基于针对当前开关周期[n]测量的峰值电流ipk[n]和针对紧接在前的开关周期[n-1]测量的峰值电流ipk[n]，来调整当前开关周期[n]的平均采样电流估计isamavg[n]。如果针对当前开关周期[n]测量的峰值电流ipk[n]近似等于针对紧接在前的开关周期[n-1]测量的峰值电流ipk[n-1]，则不对isamavg[n]进行调整。在该情况下，相对相等的峰值电流指示连续的开关周期具有大致相同的平均电流，并且因此不需要进行调整。因此，针对紧接在前的开关周期[n-1]计算的平均采样电流估计isamavg[n-1]是用于当前开关周期[n]的采样电流的精确近似。
然而，如果ipk[n]和ipk[n-1]相差一定量或百分比，则当前开关周期[n]的采样电流不同于针对紧接在前的开关周期[n-1]测量的采样电流。例如，如果ipk[n]>ipk[n-1]，则开关周期[n]的实际平均电流高于所计算的。相反，如果ipk[n]<ipk[n-1]，则开关周期[n]的实际平均电流低于所计算的。
控制电路106能够确定针对当前开关周期[n]测量的峰值电流ipk[n]是否不同于针对当前开关周期[n]测量的峰值电流ipk[n-1]。该信息可以容易地由电流估计器110的积分器118所生成的采样电流值来确定。控制电路106根据峰值电流的差的函数来调整针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流。在一个实施例中，用于当前开关周期[n]的调整的平均采样电流isamavg_adj[n]由下式给出：
isamavg_adj[n]＝isamavg[n]+kp(phc[n]|peak-phc[n-1]|peak)(6)
其中phc[n]|peak是由电流估计器110的adc116测量的针对当前开关周期[n]的大约toff[n]/2处的峰值电流，并且phc[n-1]|peak是由adc116测量的针对紧接在前的开关周期[n-1]的大约toff[n-1]/2处的峰值电流。
根据该实施例，控制电路106通过使电流峰值的差乘以加权因子kp以计算调整值，并且将调整值与针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流isamavg[n]相加，来根据测量的峰值电路的差的函数来调整针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流isamavg[n]。如果没有差或者如果差在某一预定裕度内，则isamavg_adj[n]＝isamavg[n]，并且不进行调整。控制电路106可以采用其他比例缩放技术来将根据导通时间的函数调整针对当前开关周期估计的平均采样电流。
控制电路106能够采用图9所示的基于导通时间的方法和图10所示的基于峰值电流的方法二者，来调整针对当前开关周期[n]估计的平均采样电流isamavg[n]，使得根据导通时间和测量的峰值电流来调整isamavg[n]。
通常，由电流估计器110计算的周期平均电流isamavg可以由控制电路106用于各种目的，诸如自适应电压定位(avp)、相电流平衡、相位增加/减小、峰值电流限制等。这些技术是电压转换器技术中的公知技术，并且因此在这方面没有给出进一步的解释。
如本文所使用的，术语“具有”、“含有”、“包含”、“包括”等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除附加元件或特征。除非上下文另有明确说明，冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数以及单数。
应当理解，除非另有特别说明，否则本文所述的各种实施例的特征可以彼此组合。
虽然已经图示和描述了具体实施例，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同实现可以替代所示出和描述的具体实施例。本申请旨在覆盖本文所讨论的具体实施例的任何修改或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物来限定。