网侧基波有功正序电流前馈APF直流电压波动抑制方法与流程

本发明涉及APF无谐波检测控制技术领域，具体为网侧基波有功正序电流前馈APF直流电压波动抑制方法。

背景技术：

有源电力滤波器(Active power filter，APF)是治理谐波、不平衡和无功等电能质量问题的关键设备，其抑制方法分为谐波检测法和无谐波检测法两大类，采用谐波检测法需要同时测量负载侧电流和APF电流，还需设计复杂的谐波检测环节，而滤波设计还须折中动态和稳态性能；无谐波检测法只需测量电源电流并可省去谐波检测环节，避免了谐波检测的误差和延时对补偿结果的影响，简化了补偿算法。但传统无谐波检测法的APF直流电压受负荷波动影响严重，稳定裕度小，特别是当负荷频繁波动时会导致APF交流输出波动，影响补偿效果。现有技术通过改变电压抑制器零极点提高电压环响应速度，但抑制器的增益必须在稳定性和跟踪速度之间折中。通过构造实时优化函数和稳定函数，对电压环PI参数采用滑模抑制和稳定区间判定，加快了电压波动恢复过程，但变化的抑制参数不利于工程实现。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是：利用网侧基波正序有功电流前馈来提高无谐波检测法下APF直流电压的动态响应特性，从而抑制直流电压的波动，为简化该方案在静止坐标系下的实现，选用并设计了级联延迟信号对消(Cascaded Delayed Signal Cancellation，CDSC)滤波器来获取基波正序电流信号；由于稳态的网侧电流与电压相位相同，据此设计了有功逼近算法代替传统有功电流计算方法。

为实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：

网侧基波有功正序电流前馈APF直流电压波动抑制方法包括4个步骤：步骤一，三相静止坐标变换环节的实现；步骤二，网侧电流前馈的滤波；步骤三，取网侧电流前馈信号的幅值；步骤四，网侧电流前馈信号加入到电压环中；

步骤一，三相静止坐标变换环节的实现：

采样APF三相网侧电流i_sa、i_sb、i_sc，然后用克拉克Clark变换将三相网侧电流i_sa、i_sb、i_sc转换到两相静止坐标系下，得到两相静止坐标系下网侧电流i_sα、i_sβ，其中，克拉克Clark变换公式为i_sα和i_sβ为i_sa、i_sb、i_sc对应的在两相静止坐标系下网侧电流；

步骤二，网侧电流前馈的滤波：

将步骤一得到的两相静止坐标系下网侧电流i_sα和i_sβ通过级联延迟信号对消CDSC滤波器滤波后，得到相应网侧基波正序电流信号i_sα+、i_sβ+，CDSC滤波器滤波取DSC2～DSC6五级；

步骤三，取网侧电流前馈信号的幅值：

在无谐波检测法中，动态调节过程功率因数自动趋于1，利用无谐波检测的动态调节来逼近有功电流,故网侧电流前馈信号的幅值为i_sα+、i_sβ+的有效电流值I_sα+、I_sβ+的均方根，即网侧电流前馈信号的幅值

步骤四，网侧电流前馈信号加入到电压环中：

将网侧电流前馈信号的幅值I_sp和比例积分控制器PI的输出结果相加合并为网侧基波有功电流幅值，再将网侧基波有功电流幅值和网侧电压相位作为网侧基波有功电流信号i_p的幅值和相位，最后将网侧基波有功电流信号i_p输入到电流环中，作为电流环的新指令电流。

本发明的有益效果是首先，加入网侧基波有功正序电流前馈后的无谐波检测改进抑制方法改善了APF直流电压动态响应特性，克服了传统无谐波检测法直流电压易受负载波动影响的缺点，改进方案减小了APF动态损耗，提高了电流不平衡的治理效果，其次CDSC滤波器运算简单、跟踪速度快，适用于获取前馈所需基波正序电流；利用无谐波检测抑制的动态调节逼近有功电流取代复杂的有功计算进一步简化了前馈环节的实现。

附图说明

图1为传统无谐波检测APF控制系统框图；

图2为本发明的的APF控制系统框图；

图3为无APF时负载突变前后网侧电流波形图；

图4为传统无谐波检测APF控制系统下负载突变时APF直流电压和网侧电流波形图；

图5为本发明负载突变时APF直流电压和网侧电流波形图；

图6为传统无谐波检测APF控制系统突减负载动态过程放大图；

图7为本发明突减负载的动态过程放大图。

具体实施方式

为使本发明的优势和技术特征更加明了，下面结合实例与附图为本发明作进一步的详细说明。

本发明是网侧基波有功正序电流前馈APF直流电压波动抑制方法。所述的APF直流电压波动是指在采用传统的无谐波检测法控制的APF时，APF的直流电压会产生严重波动。其中，传统无谐波检测APF控制系统框图如图1所示。图1点划线框中为电流环，虚线框中为电压环，PI为比例积分控制器，C(s)为电流环传递函数,U_dc直流侧电容电压，U_dc^*为直流侧电容电压参考值,C_dc为直流侧电容,i_dc为直流侧电容电流，e_s为网侧电压，E_m为网侧电压幅值，i_p为电压环输出电流，i_f为APF的输出电流，i_s为网侧电流，i_l为负载电流，k_p为i_f与i_dc的比例系数,表示U_dc和I_dc的比例系数，表示比较器，表示乘法器，图2中的表示取幅值运算。针对传统无谐波检测法APF直流电压波动的缺点，本发明提出了改进方案的控制系统框图，如图2所示。改进方案较传统方案添加了网侧基波有功正序电流前馈环节，包含级联延迟信号对消(CDSC)滤波器和取幅值运算两部分，通过级联延迟信号对消(CDSC)滤波器(取DSC2～DSC6五级)滤波后，得到相应网侧基波正序信号，再通过取幅值运算得到网侧电流前馈信号的幅值I_sp，再将I_sp加入到电压环中，并与比例积分控制器(PI)输出的结果相加合并为网侧基波有功电流幅值。具体控制过程步骤为：步骤一、三相静止坐标变换环节的实现；步骤二、电流前馈的滤波；步骤三、取网侧电流前馈信号的幅值；步骤四、网侧电流前馈信号加入到电压环中。

步骤一、三相静止坐标变换环节的实现：

采样APF三相网侧电流i_sa、i_sb、i_sc，然后用克拉克Clark变换将三相网侧电流i_sa、i_sb、i_sc转换到两相静止坐标系下，得到两相静止坐标系下网侧电流i_sα、i_sβ，其中克拉克Clark变换公式为i_sα和i_sβ为i_sa、i_sb、i_sc对应的在两相静止坐标系下网侧电流；

步骤二、网侧电流前馈的滤波：

将步骤一得到的两相静止坐标系下网侧电流i_sα和i_sβ通过级联延迟信号对消CDSC滤波器滤波后，得到相应网侧基波正序电流信号i_sα+、i_sβ+，CDSC滤波器滤波取DSC2～DSC6五级；(DSC为带阻滤波器，DSC级数越高，所需延时越小，跟踪时间越快，本步骤所用级联延迟信号对消(CDSC)滤波器为将2～6级带阻滤波器DSC级联起来所形成的级联滤波器)；

步骤三，取网侧电流前馈信号的幅值：

在无谐波检测法中，动态调节过程功率因数自动趋于1，利用无谐波检测的动态调节来逼近有功电流,网侧电流前馈信号的幅值为i_sα+、i_sβ+的有效电流值I_sα+、I_sβ+的均方根，即网侧电流前馈信号的幅值

步骤四，网侧电流前馈信号加入到电压环中：

将网侧电流前馈信号的幅值I_sp和比例积分控制器PI的输出结果相加合并为网侧基波有功电流幅值，再将网侧基波有功电流幅值和网侧电压相位作为网侧基波有功电流信号i_p的幅值和相位，最后将网侧基波有功电流信号i_p输入到电流环中，作为电流环的新指令电流。

本发明与传统无谐波检测法相比，具有明显的先进性。图3为未投入APF时两种负载下的网侧电流波形。图4为采用传统方案的APF投入后直流侧电压和网侧电流波形，可见，突加和突减负载时其直流电压有明显的向下和向上波动，系统需要1s才能重新达到稳态。图5为改进方案的APF所得直流电压和网侧电流波形，可见直流电压波动明显减小，系统仅需0.1s即达到稳态。

图6、图7分别为两种抑制方案下突减负载动态过程时间轴放大波形，对比可知改进方案电流已到达稳定状态，其调整时间更短；也可看出传统方案的网侧电流值始终大于改进方案下的网侧电流值。由有效值的物理意义可知，改进方案比传统方案有更小的网侧功率，因负载相同，故改进方案APF自身损耗更小。本发明实施后，改善了APF直流电压动态响应特性，克服了传统无谐波检测法直流电压易受负载波动影响的缺点，改进方案减小了APF动态损耗，提高了电流不平衡的治理效果。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。