基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法与流程

本发明涉及一种同步电机转子位置连续估计方法，属于同步电机调速控制领域。

背景技术：

随着各行各业对电力传动设备的需求越来越大，工程人员对于电力传动设备的要求也越来越严格。在大功率传动领域，电励磁同步电机凭借其可调的高功率因数、较高的控制精度以及变频器容量小等优势备受青睐，但是它却比异步电机、直流电机等设备需求更加复杂的控制。而其中首要的问题就是在同步电机的启动控制环节，必须能够实时监测同步电机的转子位置信息，这也是同步电机各种控制方法的基础。而光电码盘等机械式传感器除了安装受限，其较低的稳定性一直是大功率设备所无法接受的，这会给同步电机的工程应用环节带来很大的检测和维护成本。

目前，众多学者致力于对同步电机的无传感器转子位置检测方法进行研究，其中基于高频注入的电励磁同步电机转子位置检测方法得到了广泛应用。该方法在电励磁同步电机的励磁侧或者定子侧注入一个高频信号，通过在另一侧耦合出的电信号来检测转子位置信息。而大功率的电励磁同步电机为了能够提高自身的稳定性，其变频控制装置通常会选择具有更大容量的半导体器件晶闸管来实现，用以减少同一桥臂所串联的半导体器件数量，这类拓扑我们称之为负载换相逆变器(loadcommutatedinverter，lci)。由于晶闸管是半控型器件，无法直接产生我们所需要的高频信号。此类方法通常需要外加全控型器件来完成高频信号的注入，这样不但会增加设备成本，同时也会降低其可靠性。

也有研究者提出基于励磁本身的脉动来代替高频信号的注入，但是通常由于其励磁侧脉动频率与变频侧脉动频率相同，而变频侧的同频信号会严重影响转子位置检测的精度。因此该类方法仅适用于变频侧的脉动频率与励磁侧的脉动频率互不干扰的情况下。对于最基本的整流、逆变以及励磁侧都为六脉动lci拓扑来说，这种方法并不适用。因此研究出一种不需改变lci本体结构的无传感器转子位置检测方法具有非常重要的意义。

技术实现要素：

针对上述不足，本发明提供一种能够在不外加传感器，同时也不改变负载换相逆变器拓扑结构的基础上，提高可靠性，降低成本的基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法。

本发明的基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法，所述方法包括如下步骤：

步骤一：采用间隔触发方式触发待测同步电机，触发间隔为120°，此时的励磁电流产生频率为fh的脉动信号；

步骤二：利用带通滤波器提取励磁电流中频率为fh的成分，带通滤波器输出电流信号if_h；

步骤三：将电流信号if_h延迟3/4个周期，得到电流信号if_h1；

步骤四：测量同步电机定子三相端电压，并将三相端电压由abc轴坐标系转化到αβ轴坐标系上，得到电压信号uα和uβ；

步骤五：利用带通滤波器提取电压信号uα和uβ中频率为fh的成分，带通滤波器输出电压信号uα_h和uβ_h；

步骤六：将电压信号uα_h和uβ_h信号分别与步骤三中得到的电流信号if_h1做乘法，得到电压信号uα_h1和uβ_h1；

步骤七：利用低通滤波器提取电压信号uα_h1和uβ_h1中包含电机转动频率的成分，得到电压信号uα_h2和uβ_h2；

步骤八：将电压信号uα_h2和uβ_h2输入至归一化后的正交锁相环中，得到转子位置角θm和当前的电角速度ωr；

步骤九：根据步骤八获得的当前的电角速度ωr对转子位置角θm进行校正，得到校正后的当前转子位置角θ。

优选的是，所述步骤九为：

根据当前的电角速度ωr求出带通滤波器和低通滤波器滤波给转子位置带来的相位偏移和根据相位偏移和对转子位置角θm进行校正，获得校正后的转子位置角θ，

其中，相位偏移表示步骤五中在(ωh+ωr)电角速度下经过带通滤波器所产生的相位变化，相位偏移表示步骤七中利用低通滤波器提取电压信号uα_h1和uβ_h1中包含电机转动频率成分时所产生的相位变化。

优选的是，所述步骤八包括如下步骤：

步骤八一：电压信号uα_h2与当前sinθm相乘；

步骤八二：电压信号uβ_h2与当前cosθm相乘；

步骤八三：步骤八二相乘后的结果与步骤八一相乘后的结果相减，结果为ε；

步骤八四：根据电压信号uα_h2和uβ_h2，获得

步骤八五：将步骤八三的ε除以步骤八四的结果为ε1；

步骤八六：步骤八五的ε1输入比例调节单元kp，比例调节单元kp输出结果保留；

步骤八七：步骤八五的ε1输入积分调节单元ki，积分调节单元ki输出的结果再输入至比例积分单元

步骤八八：将步骤八六中的比例积分单元输出的结果与步骤八七的比例调节单元kp输出的结果相加，结果为当前的电角速度ωr；

步骤八九：将当前估测的电角速度ωr输入至比例积分单元比例积分单元输出结果为转子位置角θm。

上述技术特征可以各种适合的方式组合或由等效的技术特征来替代，只要能够达到本发明的目的。

本发明的有益效果在于：

(1)本发明不需要改变变频装置的硬件结构，通过改变励磁的触发方式产生合适的高频注入信号。本发明的方法控制简单，能广泛适应于各类lci型驱动装置，同时也能够降低系统的硬件成本及维护成本。

(2)本发明的方法利用励磁电流信息完成转子位置信息的处理环节，提高了转子位置检测结果的准确性和可靠性。

(3)本发明的方法应用了归一化后的正交锁相环，能够提高检测精度，保证系统的检测带宽为定值，同时也使该算法能够在不同实验装置中有着更好的适应性。

(4)本发明的方法精确计算了信号处理过程中滤波器对信号产生的影响并进行了合理的信号校正，进一步提高了转子位置信息的检测精度。

附图说明

图1为本发明的基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法的原理示意图，其中bpf表示带通滤波器，lpf表示低通滤波器，pll表示归一化后的正交锁相环，sm表示被测同步电机；

图2为本发明中对待测同步电机的励磁触发方式的波形图；

图3为本发明归一化后的正交锁相环的原理示意图；

图4为具体实施例的步骤一中励磁电流的波形；

图5为具体实施例的步骤二中励磁电流及带通滤波器的输出；

图6为具体实施例的步骤三中电流信号延迟前后的波形；

图7为具体实施例的步骤四中三相端电压从abc坐标系变换到αβ轴的分量；

图8为具体实施例的步骤七中低通滤波器的输出结果；

图9为根据具体实施例的步骤八中获得的电角速度所得到的转速估计波形；

图10为具体实施例中校正前的转子位置检测波形；

图11为具体实施例中校正前的转子位置检测误差；

图12为具体实施例中校正后的转子位置检测波形；

图13为具体实施例中校正后的转子位置检测误差。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

结合图1-图13说明本实施方式，本实施方式所述的基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法，如图1所示，包括如下步骤：

步骤一：如图2所示，采用间隔触发方式触发待测同步电机，触发间隔为120°，此时的励磁电流产生频率为fh的脉动信号；

步骤二：利用带通滤波器提取励磁电流中频率为fh的成分，带通滤波器输出电流信号if_h；

步骤三：将电流信号if_h延迟3/4个周期，得到电流信号if_h1；

步骤四：测量同步电机定子三相端电压，并将三相端电压由abc轴坐标系转化到αβ轴坐标系上，得到电压信号uα和uβ；

步骤五：利用带通滤波器提取电压信号uα和uβ中频率为fh的成分，带通滤波器输出电压信号uα_h和uβ_h；

步骤六：将电压信号uα_h和uβ_h信号分别与步骤三中得到的电流信号if_h1做乘法，得到电压信号uα_h1和uβ_h1；

步骤七：利用低通滤波器提取电压信号uα_h1和uβ_h1中包含电机转动频率的成分，得到电压信号uα_h2和uβ_h2；

步骤八：将电压信号uα_h2和uβ_h2输入至归一化后的正交锁相环中，得到转子位置角θm和当前电角速度ωr；

步骤九：根据当前估测的电角速度ωr对转子位置角θm进行校正，得到校正后的当前转子位置角θ。

本实施方式对现有基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法进行改进，能够在不外加传感器，同时也不改变负载换相逆变器拓扑结构的基础上，实现各类lci拓扑下电励磁同步电机低速运行时的无传感器转子位置检测。具有更加广泛的适应性，能够提高系统的可靠性，降低设备硬件成本，同时也能够降低检测和维护成本。

本实施方式将励磁电流的实时信息应用于信号处理过程中，大大提高的检测的可靠性，同时也能够提高无传感器转子位置信息的检测精度。

本实施方式能够避免变频侧和励磁侧脉动频率相同给检测环节所带来的信号干扰，进一步提高了无传感器转子位置检测方法的测量精度。

因为步骤五和步骤七引入的带通滤波器和低通滤波器，滤波器对电压信号所带来幅值和相位的变化，所以步骤八获得的转子位置角θm还不够准确，优选实施例中，步骤九为：

根据当前估测的电角速度ωr求出带通滤波器和低通滤波器滤波给转子位置带来的相位偏移和根据相位偏移和对转子位置角θm进行校正，获得校正后的转子位置角θ，

其中，相位偏移表示步骤五中在(ωh+ωr)电角速度下经过带通滤波器所产生的相位变化，相位偏移表示步骤七中利用低通滤波器提取电压信号uα_h1和uβ_h1中包含电机转动频率成分时所产生的相位变化。

本实施方式对步骤八获得的转子位置角θm进行了校正，提高了转子位置估计的准确性。

归一化后的正交锁相环的原理示意图如图3所示，优选实施例中，步骤八包括如下步骤：

步骤八一：电压信号uα_h2与当前sinθm相乘；

步骤八二：电压信号uβ_h2与当前cosθm相乘；

步骤八三：步骤八二相乘后的结果与步骤八一相乘后的结果相减，结果为ε；

步骤八四：根据电压信号uα_h2和uβ_h2，获得

步骤八五：将步骤八三的ε除以步骤八四的结果为ε1；

步骤八六：步骤八五的ε1输入比例调节单元kp，比例调节单元kp输出结果保留；

步骤八七：步骤八五的ε1输入积分调节单元ki，积分调节单元ki输出的结果再输入至比例积分单元

步骤八八：将步骤八六中的比例积分单元输出的结果与步骤八七的比例调节单元kp输出的结果相加，结果为当前估测的电角速度ωr；

步骤八九：将当前转动频率ωr输入至比例积分单元比例积分单元输出结果为转子位置角θm。

本实施方式应用了归一化的锁相环，能够提高检测精度，保证系统的检测带宽为定值，同时也使该算法能够在不同实验装置中有着更好的适应性。

具体实施例：

步骤一：励磁触发为每120°触发一次，此时励磁电流中产生一个150hz的脉动信号；

此时励磁电流表达式为：

其中，if为励磁电流if的有效值；ih为励磁电流高频成分的幅值；ωh为励磁电流高频成分的电角速度；为励磁电流高频成分的相位；角标l1、l2等代表励磁电流中的其他频率成分；

步骤二：将励磁电流经过一个中心频率为150hz的带通滤波器，提取其中150hz交流成分if_h：

步骤三：将提取的交流成分if_h延迟3/4个周期，得到if_h1：

步骤四：采集同步电机三相端电压，并将其换算到αβ0轴系上，所得到的电压分量为uα和uβ：

坐标变换方程为：

如下为待测同步电机机的基本方程。其中u、i为电机端电压和电枢电流，角标α、β代表各物理量在α、β轴上的分量，rs为同步电机定子电阻，p为微分算子，idd和idq为阻尼电感电流的d轴和q轴分量，ld和lq分别为d轴和q轴的同步电感，lad和laq为d轴和q轴电枢反应电感，ωr为同步电机当前的电角速度，θ为同步电机当前的转子角度，总有为电机的初始位置电角度，t为时间。

其中，

[i]αβ＝[iαiβifiddidq]^t；

步骤五：将uα和uβ分别经过带通滤波器，提取其包含150hz的高频交流成分uα_h和uβ_h：

若不考虑带通滤波器对电压信号所带来的幅值和相位变化，此时有如下表达式：

若考虑带通滤波器对电压信号所带来的幅值和相位变化，则表达式可化为：

其中，a1、a2和φ1、φ2分别为(ωh+ωr)、(ωh-ωr)两种电角速度成分经过带通滤波器所产生的幅值衰减和相位变化：

步骤六：分别将uα_h和uβ_h与步骤三中得到的if_h1信号做乘法运算，得到其结果分别为uα_h1和uβ_h1：

uα_h1和uβ_h1的表达式为：

步骤七：分别将uα_h1和uβ_h1进行低通滤波处理，提取其中包含电机的电角速度ωr的交流成分uα_h2和uβ_h2：

uα_h2和uβ_h2的表达式为：

其中，a3和φ3为电机的电角速度ωr项经过低通滤波器所产生的幅值衰减和相位变化。

为了简化计算，令a1＝a2，φ1＝-φ2，则uα_h2和uβ_h2的表达式可化简为：

其中，

步骤八：将电压信号uα_h2和uβ_h2输入至归一化后的正交锁相环中，得到转子位置角θm和电机当前的电角速度ωr，

步骤九：根据电机当前的电角速度ωr，求出电压经过带通滤波器和低通滤波器所带来的相差φ1和φ3，对θm进行校正，最终得到更为准确的转子位置角θ。

本实施方式获得图4-图13：

图4为励磁电流波形。

图5为励磁电流及bpf输出。

图6为励磁电流延迟前后的波形。

图7为三相端电压变换到αβ轴的分量。

图8为低通滤波器的输出结果。

图9为转速的估计波形。

图10为校正前的转子位置检测波形。

图11为校正前的转子位置检测误差。

图12为校正后的转子位置检测波形。

图13为校正后的转子位置检测误差。

参照图4-图13，本实施例能够有效检测转子位置信息，并且检测结果有着很好的检测精度。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。