一种磁集成开关电感交错型高增益Boost变换器的制作方法

本发明公开了一种磁集成开关电感交错型高增益boost变换器，涉及电力系统电压调控技术领域。

背景技术：

近年来，可再生能源分布式发电系统受到越来越多的重视，但由于该系统中前级电源的输出电压往往较低，需要高增益变换器将其拉升到后级较高并网电压等级，以实现该并网逆变器的并网功能。同时，由于系统中各输入能源模块受复杂环境变化影响，其输出电压波动大，同并网逆变器的并网电压等级较高，因此，研究适用于可再生能源发电系统宽输入适应性、高增益稳定性的变换器就变得非常重要。目前，很多学者研究系统高增益直流变换器，现有技术包括：采用耦合电感和电荷泵级联的方式实现较大电压增益。然而随着增益提高，变换器电感匝数的增加带来较大漏感问题；采用开关电感的方式，减小了单个电感的体积，提高了效率，但只是对传统变换器电感进行简单的替换，并没有对开关电感进行磁集成耦合设计，并且电压增益仍然很有限；采用耦合电感和开关电容级联以实现boost变换器的增益提高，但电压增益依然有限；采用了boost多电平方案，但较多的电平数，大量的电容会增加拓扑复杂性；采用有源网络开关电感单元结构大幅提高了变换器的增益，但没有进行开关电感磁集成的研究，存在电流纹波大，导致变换器稳定性下降等问题。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是：针对现有技术的缺陷，提供一种磁集成开关电感交错型高增益boost变换器，将dc-dc变换器的多相耦合技术和交叉控制技术应用到磁集成开关电感\开关电容网络boost变换器，提出基于拓扑组合和衍生的交错并联磁耦合开关电感+开关电容网络非隔离型高增益boost变换器，应用于并网逆变器前级高增益boost升压单元。本发明可以全面满足可再生能源发电系统中大功率并网逆变器对前级升压变换器的高增益低应力、低纹波高效率、高功率密度及低损耗的要求。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种磁集成开关电感交错型高增益boost变换器，包括第一开关电感单元、第二开关电感单元和两端口开关电容网络，其中，所述第一、第二开关电感单元中，两个主开关管依次交错180°相角导通工作；第一、第二开关单元并联之后，串联接入两端口开关电容网络，再经过串联连接的二极管和并联连接的电容器，并联接入负载的两端。

作为本发明的进一步优选方案，所述第一、第二开关电感单元结构相同，每个开关电感单元均包括主开关管、第一至第三三个二极管以及第一、第二两个分立电感；

在每个开关电感单元中，所述第一、第二两个分立电感正向绕制于一个磁芯；

第一、第二两相开关电感单元反向耦合到一个磁芯；

四个分立电感耦合为一个集成电感。

作为本发明的进一步优选方案，采用阵列式集成磁件设计耦合电感器，第一开关电感单元中正向耦合的分立电感绕制于1#磁芯和2#磁芯上，第二开关电感单元中正向耦合的分立电感绕制于2#磁芯和3#磁芯上，使得其正向耦合度最大；

通过调节1#磁芯和3#磁芯的气隙大小来调节电感反向耦合度；

在1#磁芯和3#磁芯中设置气隙，或者，选择高饱和磁密磁芯，用以防止磁芯饱和。

作为本发明的进一步优选方案，所述两端口开关电容网络包括第一、第二开关电容网络二极管和第一、第二开关电容网络电容器；

第二开关电容网络电容器的负极与第二开关电感单元相连接；

第二开关电容网络电容器的正极分别与第一开关电容网络二极管的负极、第二开关电容网络二极管的正极相连接；

第二开关电容网络二极管的负极与第一开关电容网络电容器的正极相连接；第一开关电容网络电容器的负极分别与第一开关电容网络二极管的正极、第一开关电感单元相连接。

作为本发明的进一步优选方案，当变换器负载突变时，通过增大变换器占空比以满足控制要求；

所述开关电感开关电容交错型高增益boost变换器采用磁耦合电感时，其稳态电感和暂态电感分别为两个不同的值，通过设计耦合电感改善电感电流纹波脉动，提高暂态响应速度。

作为本发明的进一步优选方案，开关电感单元内两分立电感正向耦合度越高，电感电流脉动越小；首先确定正向耦合系数，然后推导出反向耦合度、占空比、耦合与非耦合情况下的稳态电流纹波之比、暂态电流纹波之比；减小稳态电流脉动时，电感正向耦合度值越大越好，通过设计两组开关电感单元间反向耦合度来满足暂态响应速度的要求。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

(1)通过各相交错工作和并联均流的多重化模式，各相电感电流纹波相互抵消，可以降低总输入输出电流脉动，减轻后级滤波电容的压力，有利于降低输出电容的体积，提高变换器功率密度，同时交错并联技术可以满足更大功率等级要求；

(2)采用开关电感替代传统交错型boost变换器储能电感，并加入改进型开关电容网络替代传统滤波电容，该拓扑组合即保留了传统交错并联变换器大功率、低纹波的全部优点，还实现了较大增益的提升，并得益于改进型开关电容网络的加入，降低了变换器开关电压应力及二极管电压应力；

(3)采用的磁集成技术可以将开关电感单元中较多的磁性元件以合理的集成方式绕制在一副或多幅磁芯，集成辐合耦合电感以降低输入输出纹波，改善动态特性，同时耦合电感可进一步降低变换器体积，消除局部热点和无源损耗，对进一步提高变换器功率密度及转换效率等均有较大益处。

附图说明

图1是本发明中并联交错磁集成开关电感+开关电容网络的非隔离高增益boost变换器的拓扑示意图，其中，l1＝l2＝l3＝l4＝l。

图2是本发明所采用的拓扑一个开关周期内四个工作模态下的等效电路示意图，占空比为0<d<0.5，(a)至(c)分别为模态1至模态3，其中模态2和模态4的等效电路相同。

图3是占空比为0.5<d<1时，变换器一个开关周期各工作模态的等效电路，其中，图3(a)、图3(b)、图3(c)分别对应不同的工作模态。

图4是与图2对应的，占空比为0<d<0.5下，一个开关周期的主要工作波形，且采用耦合电感设计。

图5是与图3相对应的，占空比为0.5<d<1下，一个开关周期的主要工作波形，且采用耦合电感设计。

图6是交错高增益变换器和传统交错并联boost变换器增益曲线对比。

图7是变换器的等效电感及稳态电流。

图8是耦合电感暂态电流工作波形。

图9是分立电感暂态电流工作波形。

图10是耦合方式下归一化等效电感lss和ltr及二者差值，0<d<0.5。

图11是耦合方式下归一化等效电感lss和ltr及二者差值，0.5<d<1。

图12是采用ui型阵列式集成耦合电感原理及结构示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

(1)本发明中并联交错磁集成开关电感+开关电容网络的非隔离高增益boost变换器的拓扑示意图如图1所示。由两相开关电感boost变换器并联组成，两个主开关管s1(s2)采用交叉控制模式，即依次交错180°相位导通工作，开关电感单元由两个大小相等的电感l1、l2(l3、l4)和三个二极管d1、d2、d3(d4、d5、d6)组成，采用改进型三端口开关电容网络替代传统boost变换器滤波电容，实现滤波的同时，还承担储能电容和钳位输出二极管电压应力的功能，最终组成本发明所述并联交错磁耦合开关电感/开关电容高增益boost变换器。

(2)由于新拓扑含有四个分立电感，不利于减小变换器体积和减轻变换器重量，采用磁集成技术将每相单元开关电感内两分立电感l1和l2(l3和l4)正向绕制于一个磁芯以减小变换器体积，正向耦合互感值为m1(取正值)，再将两相开关电感反向耦合到一个磁芯，反向耦合互感值为m2(取负值)，最终将四个分立电感集成为一个耦合电感，以最大程度上减小变换器磁件体积，实现变换器轻薄小和高功率密度值。

(3)由于新拓扑在占空比为：0<d<0.5和0.5<d<1下的工作模态以及开关管和二极管的导通/关断逻辑时序区别较大，故分别对两种占空比下工作模态进行分析。

占空比为0<d<0.5时，新拓扑一个开关周期内四个工作模态下的功率开关及二极管导通特征如表1所示，模态1到模态3的等效电路如图2(a)～(c)所示，各模态等效电路模型如图2所示，相对应的，占空比为0<d<0.5下，变换器采用耦合电感设计，一个开关周期的主要工作波形如图4所示。

表1占空比为0<d<0.5时功率开关及二极管通断逻辑特征表

模态1(t0-t1)的电路表达式如下：

工作模态2(t1-t2)的电路表达式如下：

工作模态3(t2-t3)的电路表达式如下：

占空比为0.5<d<1时，其一个工作周期的功率开关管特征及二极管的开关模态的状态特征表如下表2所示，各模态等效电路模型如图3所示；由于占空比为0.5<d<1时，一个开关周期各模态电路方程的分析方法与占空比为0<d<0.5时完全相同，故在此不再累述，相对应的，占空比为0.5<d<1下，变换器采用耦合电感设计，一个开关周期的主要工作波形如图5所示，

表2占空比为0.5<d<1时功率开关及二极管通断逻辑特征表

(4)根据上述(3)中，变换器一个开关周期的工作电路方程式(1)～(3)及图3所示的一个开关周期的主要工作波形(0<d<0.5时)，结合电感电压的伏秒平衡原则，得一个周期稳态电路方程如下：

化简上式(4)可得：

进而求得变换器占空比为0.5<d<1时，电压增益为：

同理，求得占空比为0.5<d<1时，变换器稳态电压增益为：

由此可知，在全占空比范围内，本发明提出的磁集成开关电感交错型boost变换器均具备较强的输出电压能力，本发明所述变换器较之传统交错并联boost变换器具有明显的电压增益优势，可实现变换器工作于较小占空比下依然可获得较大的升压能力，研究价值巨大。

分析上述本发明提出的含单元磁耦合开关电感+改进开关电容网络非隔离高增益变换器外特性，并结合上文图3中开关s1、及s2的工作波形可知，当占空比为0<d<0.5时，基于开关电容网络电容器c1和c2的钳位作用，变换器在模态2至模态4区间，开关管s1两端的关断电压被电容c1钳位至vo-vc1，同理，当占空比为0.5<d<1时，由于电路中引用开关电容网络，在开关管s2关断时，变换器通过电容器c1和c2形成新的导通回路，在模态1、模态2及模态4区间，开关s2两端电压依次被钳位到vc1-vc2、vo-vc2及vo-vc2，因此在整个开关周期，开关管电压应力被钳位到小于输出电压vo的值，这表明变换器在提高电压增益的情况下，同时保证了开关管具有较小的电压应力。

本发明所述变换器两相开关电感参数一致，工作原理相同，因此可选取一相进行分析，又每相单元开关电感内两个分立电感在一个开关周期工作方式完全一致，故下文仅以第一通道单元开关电感的l1为例进行分析。

设v1、v2、v3、v4分别为加载在四个分立电感绕组上的电压，将两相单元开关电感分为两组，每组开关电感内两个分立电感l1、l2(l3、l4)正向耦合于一副磁芯，正向耦合互感为m1，然后两组开关电感再反向耦合在一副磁芯上，反向耦合互感为m2，开关电感磁耦合后，加载在变换器四个绕组上电压方程式如下：

将上式(8)改写成矩阵形式为：

进一步化简得：

式中z为电压方程式系数矩阵，z^-1为其逆矩阵。为下文表述方便，设定va＝vl，vb＝vl-vc1+vc2/2，正向耦合系数k1＝m1/l，反向耦合系数k2＝m2/l，占空比为d，d′＝1-d。由图3，变换器工作0<d<0.5时满足：

以电感l1所在的通道1为例，对变换器占空比为0<d<0.5时，其一个周期四个工作模态等效电感予以详细分析，其他各通道分析与计算方法和通道1完全相同。

模态i：由图2(a)可以看出，模态i时开关管s1导通，s2关断，由于通道1电感l1分别与通道2、3、4的主电感耦合，由式(8)和图3可看出，电压v1与2、3、4通道的电流变换率和均有关，结合式(1)和(11)可知此时加载各电感上的电压v1＝v2＝vl＝va，v3＝v4＝vl-vc1+vc2/2＝vb，再结合式(8)～(11)得到式(12)：

则该模态下等效电感leq1为

同理，可求得占空比为0<d<0.5时，其余各模态下等效电感leq2、leq3、leq4如下：

leq2＝leq4＝l+m1+2m2＝l(1+k1+2k2)(14)

根据图3和式(12)可得耦合电感和分立电感下电感l1的稳态电流脉动分别为：

对比式(16)和(17)，变换器采用分立和耦合电感的稳态电流纹波脉动差异是由leq1与ldis为不同值引起，因此本发明所述高增益变换器等效稳态电感lss＝leq1，即：

该模态下，变换器采用分立电感和耦合电感下，电感l1主要工作电流波形如图7所示。

当变换器负载突变时，为平抑输出电压波动，并将其限制在一定的要求范围内，要求变换器具备快速响应能力，以确保输出电压的稳定。实际运行中通常做法是通过增大变换器占空比以满足控制要求。

本发明所述高增益boost变换器当占空比增加δd时，采用磁耦合开关电感和分立开关电感时，通道1电感l1的电流工作波形如图8和图9所示，分析可知，分立电感和磁耦合电感下l1的电流暂态增量δi'l1和δil1分别为：

分析式(19)和(20)，采用耦合电感和分立电感两种情况下，变换器电感暂态电流增量的差异是由leq2与ldis不同引起的，由此可定义变换器等效暂态电感ltr＝leq2。

ltr＝l(1+k1+2k2)(21)

分析(16)和(19)可知，本发明所述开关电感开关电容交错型高增益boost变换器采用磁耦合电感时，其稳态电感和暂态电感分别为两个不同的值，由此可以通过合理设计耦合电感以达到改善电感电流纹波脉动，同时兼顾提高暂态响应速度的目的，下文就如何实现该目的进行详细分析。

式(18)和(21)表明本发明所述磁耦合开关电感变换器稳态电流脉动和暂态响应速度与正向耦合系数k1，反向耦合系数k2及占空比d均有关，由上文分析，开关电感内两分立电感正向耦合度越高，即k1设计值越大，越能获得更小的电感电流脉动，因此，可首先确定正向耦合系数k1＝1，然后推导出反向耦合度k2、占空比d、耦合与非耦合情况下的稳态电流纹波之比、暂态电流纹波之比之间的数学关系为：

定义leq/l为归一化等效电感，定义δleq＝lss-ltr，针对d<0.5和d>0.5两种情况，绘制归一化等效稳态电感leq/l随耦合系数k2和占空比d的变化曲线，以及归一化等效稳态与暂态电感的差值δleq/l随耦合系数k2和占空比d的变化曲线如图10、图11所示。

分析图10、图11可知，为使变换器同时具有最小脉动和最大暂态响应速度，希望δleq越大越好，在占空比d<0.5时的最佳耦合度范围大致在0.3～0.8之间，即耦合电感的反向耦合系数k2设计在该范围内时，变换器具有最佳稳态与动态性能，同理占空比d>0.5时，最佳耦合度大致范围也在0.3～0.8之间。由此获得如下设计准则：为减小稳态电流脉动，电感正向耦合度k1值越大越好，然后通过设计两组开关电感间反向耦合度来满足暂态响应速度的要求。

本发明采用阵列式集成磁件设计耦合电感器，其结构及绕制方式如图12所示，由上文分析可知，正向耦合系数k1越大，电感电流的脉动越小，变换器稳态性能越好，因此设计正向耦合的电感l1和l2(l3和l4)位于磁芯1#，2#(磁芯2#，3#)上，以使其正向耦合度最大。通过调节1#，3#磁芯的气隙大小来调节电感反向耦合度来达到设计要求。另，为防止磁芯饱和，应在1#和3#磁芯中设置一定的气隙或选择高饱和磁密磁芯，由于2#磁芯中不存在直流偏磁现象，因此可不必在其中设置气隙。

设1^#，3^#磁心磁阻为ra，2^#磁心磁阻为rb，电感的匝数为n。在忽略漏磁通的情况下，利用磁路—电路对偶变换法得到下式：

k1＝1(25)

则反向耦合系数为：

联立上式得：

上式表明，等效暂态电感ltr仅与1^#和3^#磁芯的磁阻ra有关系。

本发明所提出的高增益低应力的开关电感/开关电容单元非隔离升压变换器，该变换器具有高电压增益和较低功率器件应力的优点。针对开关电感单元中较多的磁性元件增加了变换器体积，恶化输出纹波，降低变换器的稳定性的难题。利用平面集成磁技术，通过选择合理的集成方式将单元开关电感中分立电感绕制在一副或多幅磁芯，集成辐合耦合电感以降低输入输出纹波，改善动态特性。针对系统低输入输出纹波的要求，加入了交错并联控制技术和磁集成技术，通过分析变换器工作特性，进行变换器等效电感分析和耦合电感设计，并给出设计准则，最后通过实验证明该变换器具备如下优势：

(1)较高电压增益，和较低开关电压应力；(2)通过各相交错工作和并联均流的多重化模式，各相电感电流纹波相互抵消，可以降低总输入输出电流脉动，减轻后级滤波电容的压力，有利于降低输出电容的体积，提高变换器功率密度；(3)采用开关电感替代传统交错型boost变换器储能电感，并加入改进型开关电容网络替代传统滤加入改进型开关电容网络模型，进一步降低了变换器开关电压应力及二极管电压应力，提高了电压变比；(4)采用磁集成技术将开关电感单元中较多的磁性元件以合理的集成设计，改善相电感电流输出纹波，兼顾提高了动态特性，同时耦合电感可进一步降低变换器体积，消除局部热点和无源损耗，对进一步提高了变换器功率密度及转换效率。(5)控制方法简单、灵活，易于实现。

上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质，在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所作的任何简单的修改、等同替换与改进等，均仍属于本发明技术方案的保护范围之内。