一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法与流程

本发明属于混合励磁同步电机控制技术领域，具体涉及一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法。

背景技术：

为了解决永磁同步电机气隙磁通难以调节的问题，20世纪80年代末美国学者提出混合励磁同步电机的概念。混合励磁同步电机内部存在两种励磁源—永磁励磁源和电励磁源，结合了永磁同步电机与电励磁同步电机的优点，同时又回避了两者的缺点。混合励磁同步电机气隙磁通由两种励磁源提供，永磁体提供气隙磁通的主要部分，通过电励磁绕组通入不同大小和方向的电流调节气隙磁场。当电励磁绕组通入正向励磁电流时，增大电磁转矩，提高电机带载能力；当电励磁绕组通入反向励磁电流时，削弱气隙磁场达到弱磁升速的目的，拓宽了电机调速范围。

混合励磁同步电机具有功率/转矩密度高，起动转矩大，低速大转矩，过载能力强，调速范围宽等特点，适合作为电动汽车电驱动系统用驱动电机。电动汽车电驱动系统对鲁棒性、快速性及效率等均有极高的要求，因此提高混合励磁同步电机驱动系统的鲁棒性、快速响应能力及效率对该类电机在电动汽车领域的应用非常重要。混合励磁同步电机电枢磁场、永磁磁场与励磁磁场三者高度耦合，非线性程度高，解耦非常困难。电动汽车行驶工况复杂，速度和负载变化频繁，且负载呈典型的非周期性，所以传统的线性pi控制器很难保证系统参数变化及负载扰动下混合励磁同步电机控制系统的鲁棒性和快速响应能力。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法，解决了现有混合励磁同步电机控制技术中存在的鲁棒性差、动态响应慢、效率低的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1：在当前k时刻从电机主电路采集相电流ia(k)、ib(k)、ic(k)和励磁电流if(k)，母线电压udc(k)和励磁电压uf(k)，将采集到的信号经电压跟随、滤波、偏置及过压保护调理后送入控制器进行处理，检测电机准确初始位置，送入控制器计算得到电机转子位置角θr(k)和角速度ωr(k)；

步骤2：将步骤1得到的相电流ia(k)、ib(k)、ic(k)经a/d转换后，采用park变换得到两相旋转坐标系下的定子直轴电流id(k)和交轴电流iq(k)；

步骤3：将给定转速ω^*、步骤1得到的励磁电流if(k)和角速度ωr(k)、步骤2得到的直轴电流id(k)和交轴电流iq(k)送入多目标优化预测模块；

步骤4：离散化混合励磁同步电机状态方程，求出k+1时刻角速度及电流预测表达式；

步骤5：利用步骤4得到的k+1时刻角速度和电流预测表达式及主功率变换器和励磁功率变换器的21种开关状态，求出21组k+1时刻角速度预测值ωr(k+1)及电流预测值id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)；

步骤6：定义一种评估函数h；从步骤5得到的21组角速度和电流预测值中找出使评估函数h最小的一组角速度和电流预测值，与该组预测值相对应的开关状态是k+1时刻用于驱动主功率变换器的开关状态(sa，sb，sc)和励磁功率变换器的开关状态(sf1，sf2)；

步骤7：利用步骤6产生的6路开关信号sa，sb，sc驱动主功率变换器，4路开关信号sf1，sf2驱动励磁功率变换器。

本发明的特点还在于：

步骤4具体为：

混合励磁同步电机在d-q坐标系下的状态空间方程如下所示：

其中，id、iq分别为d轴与q轴电流，if为励磁绕组电流；ld、lq分别为d轴与q轴电感，lf为励磁绕组自感，mf为电枢与励磁绕组之间的互感；ψm为永磁体磁链；ud、uq分别为d轴与q轴的电压，uf1为励磁绕组电压；r为电枢绕组电阻，rf为励磁绕组电阻；ωr为机械角速度；p为电机极对数；b为摩擦系数；j为转动惯量；tl为负载转矩；

用一阶向前差分近似代替一阶导数，将混合励磁同步电机d-q坐标系下的状态空间方程离散化，得k+1时刻的混合励磁同步电机状态方程：

同时可得k时刻的混合励磁同步电机状态方程：

将k+1时刻状态方程与k时刻状态方程相减得：

其中，ts是采样时间，ωr(k+1)是k+1时刻角速度预测值；id(k+1)是k+1时刻定子直轴电流预测值，iq(k+1)是k+1时刻定子交轴电流预测值，if(k+1)是k+1时刻励磁电流预测值；ωr(k-1)是k-1时刻角速度；id(k-1)是k-1时刻定子直轴电流，iq(k-1)是k-1时刻定子交轴电流，if(k-1)是k-1时刻励磁电流；ud(k)是k时刻定子直轴电压，uq(k)是k时刻定子交轴电压，uf1(k)是k时刻励磁电压；ud(k-1)是k-1时刻定子直轴电压，uq(k-1)是k-1时刻定子交轴电压，uf1(k-1)是k-1时刻励磁电压。

步骤5具体为：

混合励磁同步电机主功率变换器开关状态(sa，sb，sc)与其对应的电压矢量如表1所示：

表1主功率变换器开关状态和电压矢量

混合励磁同步电机励磁功率变换器开关状态(sf1，sf2)与其对应的电压矢量如表2所示：

表2励磁功率变换器开关状态和电压矢量

表1中的每一个电压矢量对应一组定子a轴电压uα与β轴电压uβ，表2中的每一个电压矢量对应一个励磁电压uf1；

将uα、uβ经过两相静止坐标到两相旋转坐标变换可得ud、uq：

根据表1、ud与uq的表达式，可得7组k时刻的ud(k)与uq(k)；根据表2可得3组k时刻的uf1(k)；

将步骤1和步骤2得到的k时刻的ωr(k)、id(k)、iq(k)、if(k)，保存在寄存器的k-1时刻的ωr(k-1)、id(k-1)、iq(k-1)、if(k-1)，步骤5得到的ud(k)、uq(k)、uf1(k)与保存在寄存器的k-1时刻的ud(k-1)、uq(k-1)、uf1(k-1)代入k+1时刻状态方程与k时刻状态方程相减所得的方程中，得到21组k+1时刻角速度预测值ωr(k+1)及电流预测值id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)和相对应的21种开关状态。

步骤6具体为：

利用步骤5得到的主功率变换器和励磁功率变换器的21种开关状态中的每一种开关状态对应着一组角速度和电流预测值ωr(k+1)、id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)；考虑角速度参考跟踪的精确性，驱动系统电压与电流的限制，保持系统损耗最小，定义一种评估函数h：

其中，第一项是对给定角速度与预测角速度的差值进行评估，保证预测角速度跟踪的精确性；第二项是对系统效率进行评估，保持电机铜耗最小；第三项是对系统电压及电流约束条件进行评估；

其中，λω、λi为权重系数；imax为最大允许定子电流值；ifn为励磁电流额定值；

将步骤5得到的21组角速度预测值ωr(k+1)和电流预测值id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)代入评估函数中，找出使评估函数h最小的一组角速度和电流预测值，且与该组预测值相对应的开关状态是k+1时刻用于驱动主功率变换器的开关状态(sa，sb，sc)和励磁功率变换器的开关状态(sf1，sf2)。

本发明的有益效果是：本发明一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法：

(1)转矩波动小，系统抗扰动能力更强，鲁棒性更强；

(2)系统动态响应快，过载能力强；

(3)控制方法简单，容易实现；

(4)实现多个目标综合最优，提高了系统的效率；

(5)降低逆变器开关频率，减小开关损耗。

附图说明

图1是本发明多目标优化预测控制方法采用的结构框图；

图2是本发明多目标优化预测控制方法的流程图；

图3是本发明多目标优化预测控制方法的系统框图；

图4是本发明多目标优化预测控制方法的具体预测框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

实现本发明一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法的结构框图如图1所示，该控制系统由交流电源、整流器、稳压电容、主功率变换器、励磁功率变换器、电流和电压传感器、混合励磁同步电机、光电编码器、dsp控制器等组成。

交流电源给整个系统供电，经过整流器整流后，滤波、稳压，送给主、励磁功率变换器，霍尔电压传感器采集母线电压，调理后送入控制器。主、励磁功率变换器的输出端接混合励磁同步电机，霍尔电流互感器采集相电流和励磁电流，调理后送入控制器；编码器采集转子位置信号，处理后送入控制器计算转子位置角与角速度。控制器输出6路开关信号驱动主功率变换器，4路开关信号驱动励磁功率变换器。

本发明一种混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法，如图2所示，具体按照以下步骤实施：

步骤1：在当前k时刻从电机主电路采集相电流ia(k)、ib(k)、ic(k)和励磁电流if(k)，母线电压udc(k)和励磁电压uf(k)，将采集到的信号经电压跟随、滤波、偏置及过压保护调理后送入控制器进行处理，检测电机准确初始位置，送入控制器计算得到电机转子位置角θr(k)和角速度ωr(k)；

步骤2：将步骤1得到的相电流ia(k)、ib(k)、ic(k)经a/d转换后，采用park变换得到两相旋转坐标系下的定子直轴电流id(k)和交轴电流iq(k)；

步骤3：如图3所示，将给定转速ω^*、步骤1得到的励磁电流if(k)和角速度ωr(k)、步骤2得到的直轴电流id(k)和交轴电流iq(k)送入多目标优化预测模块；

步骤4：离散化混合励磁同步电机状态方程，求出k+1时刻角速度及电流预测表达式，具体为：

混合励磁同步电机在d-q坐标系下的状态空间方程如下所示：

其中，id、iq分别为d轴与q轴电流，if为励磁绕组电流；ld、lq分别为d轴与q轴电感，lf为励磁绕组自感，mf为电枢与励磁绕组之间的互感；ψm为永磁体磁链；ud、uq分别为d轴与q轴的电压，uf1为励磁绕组电压；r为电枢绕组电阻，rf为励磁绕组电阻；ωr为机械角速度；p为电机极对数；b为摩擦系数；j为转动惯量；tl为负载转矩；

用一阶向前差分近似代替一阶导数，将混合励磁同步电机d-q坐标系下的状态空间方程离散化，得k+1时刻的混合励磁同步电机状态方程：

同时可得k时刻的混合励磁同步电机状态方程：

将k+1时刻状态方程与k时刻状态方程相减得：

其中，ts是采样时间，ωr(k+1)是k+1时刻角速度预测值；id(k+1)是k+1时刻定子直轴电流预测值，iq(k+1)是k+1时刻定子交轴电流预测值，if(k+1)是k+1时刻励磁电流预测值；ωr(k-1)是k-1时刻角速度；id(k-1)是k-1时刻定子直轴电流，iq(k-1)是k-1时刻定子交轴电流，if(k-1)是k-1时刻励磁电流；ud(k)是k时刻定子直轴电压，uq(k)是k时刻定子交轴电压，uf1(k)是k时刻励磁电压；ud(k-1)是k-1时刻定子直轴电压，uq(k-1)是k-1时刻定子交轴电压，uf1(k-1)是k-1时刻励磁电压。

步骤5：利用步骤4得到的k+1时刻角速度和电流预测表达式及主功率变换器和励磁功率变换器的21种开关状态，求出21组k+1时刻角速度预测值ωr(k+1)及电流预测值id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)，具体为：

混合励磁同步电机主功率变换器开关状态(sa，sb，sc)与其对应的电压矢量如表1所示：

表1主功率变换器开关状态和电压矢量

混合励磁同步电机励磁功率变换器开关状态(sf1，sf2)与其对应的电压矢量如表2所示：

表2励磁功率变换器开关状态和电压矢量

表1中的每一个电压矢量对应一组定子α轴电压uα与β轴电压uβ，表2中的每一个电压矢量对应一个励磁电压uf1；

将uα、uβ经过两相静止坐标到两相旋转坐标变换可得ud、uq：

根据表1、ud与uq的表达式，可得7组k时刻的ud(k)与uq(k)；根据表2可得3组k时刻的uf1(k)；

将步骤1和步骤2得到的k时刻的ωr(k)、id(k)、iq(k)、if(k)，保存在寄存器的k-1时刻的ωr(k-1)、id(k-1)、iq(k-1)、if(k-1)，步骤5得到的ud(k)、uq(k)、uf1(k)与保存在寄存器的k-1时刻的ud(k-1)、uq(k-1)、uf1(k-1)代入k+1时刻状态方程与k时刻状态方程相减所得的方程中，得到21组k+1时刻角速度预测值ωr(k+1)及电流预测值id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)和相对应的21种开关状态。

步骤6：定义一种评估函数h；从步骤5得到的21组角速度和电流预测值中找出使评估函数h最小的一组角速度和电流预测值，与该组预测值相对应的开关状态是k+1时刻用于驱动主功率变换器的开关状态(sa，sb，sc)和励磁功率变换器的开关状态(sf1，sf2)；

具体为：

利用步骤5得到的主功率变换器和励磁功率变换器的21种开关状态中的每一种开关状态对应着一组角速度和电流预测值ωr(k+1)、id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)；考虑角速度参考跟踪的精确性，驱动系统电压与电流的限制，保持系统损耗最小，定义一种评估函数h：

其中，第一项是对给定角速度与预测角速度的差值进行评估，保证预测角速度跟踪的精确性；第二项是对系统效率进行评估，保持电机铜耗最小；第三项是对系统电压及电流约束条件进行评估；

其中，λω、λi为权重系数；imax为最大允许定子电流值；ifn为励磁电流额定值；

如图4所示，将步骤5得到的21组角速度预测值ωr(k+1)和电流预测值id(k+1)、iq(k+1)、if(k+1)代入评估函数中，找出使评估函数h最小的一组角速度和电流预测值，且与该组预测值相对应的开关状态是k+1时刻用于驱动主功率变换器的开关状态(sa，sb，sc)和励磁功率变换器的开关状态(sf1，sf2)。

步骤7：利用步骤6产生的6路开关信号sa，sb，sc驱动主功率变换器，4路开关信号sf1，sf2驱动励磁功率变换器。

现有的混合励磁同步电机采用矢量控制方法的控制系统响应速度较慢，且pi参数整定复杂，直接转矩控制技术还存在转矩、磁链脉动大等问题。本发明通过步骤4至步骤6的混合励磁同步电机多目标优化预测控制方法，使得混合励磁同步电机在整个运行区域都具有更强的鲁棒性、较快的动态响应及较高的效率。所以本发明相对现有控制方法具有以下优点：

(1)转矩波动小，系统抗扰动能力更强，鲁棒性更强；

(2)系统动态响应快，过载能力强；

(3)控制方法简单，容易实现；

(4)实现多个目标综合最优，提高了系统的效率；

(5)降低逆变器开关频率，减小开关损耗。