一种交流系统限压保护电路的制作方法

本发明涉及微电子集成电路领域，具体涉及一个限压保护电路，具有静态功耗低、灵敏度高和工艺要求低的特点，尤其适合集成在无线供能这样的交流电路系统芯片上。

背景技术：

在电源电压变化的工作环境中，芯片中一般会集成一个限压保护电路，用于在电源电压超过芯片耐压时起到保护芯片的作用。

现有的片上集成的限压保护电路，主要是针对直流环境，即电源电压在零电位以上的变化。常用的结构有普通二极管的串联、齐纳二极管和一些其他的普通限压结构。普通二极管由于本身的特性，电压电流曲线斜率较小，保护能力有限；齐纳二极管具有很好的电压电流特性，特性曲线斜率很高，而且也能有用于交流环境，但是需要采用特殊的工艺，增加了工艺成本，而这在有些设计中是不希望看到的，如采用全cmos工艺；其他的限压结构，比如ulrichkaiser和wolfgangsteinhagen在文献alowtranspondericforhigh-performanceidentificationsystems中提到的一种限压保护结构，在一般的直流环境中可以工作，但是灵敏度不高，保护能力有限，更重要的是用于交流环境时，具有很大的衬底漏电流，会引起闩锁效应（latch-up），导致芯片不能正常工作。

在pierrefavart、philippedeval和declercq的文献ahigh-efficiencycmosvoltagedoubler到的一种的衬底交换技术（thetechniqueofbulkcommutation），可以在交流环境中大的衬底漏电流问题。此项技术可以推广用于限压保护电路中，能够起到很好的作用，并能广泛的使用。

技术实现要素：

本发明提供的一种限压保护电路，其特征在于：包括一个电压检测电路，一个运算放大器，一个通过旁路电流的开关管和两个衬底辅助晶体管，采用普通的cmos工艺即可实现。

本发明中，电压检测电路，检测电源电压两端的相对电位大小，输出一个检测信号送至运算放大器；运算放大器通过比较检测的电压信号和预先设定电压信号，来控制通过旁路电流的开关管的开和关；两个衬底辅助晶体管，在电源电压变化的情况下，动态偏置旁路开关管和自身的衬底，使其始终偏置在高电平或者其他合适电平，进而消除衬底电流。

本发明中的交流电压检测电路，具有静态电流小的特点。在电源电压未达到保护电压阈值，静态电流为0。当电源电压超过保护阈值，交流电压检测电路开始工作，同时其消耗的静态电流也非常的小。这样就克服了传统的采用电阻分压结构时的静态功耗高的问题。

本发明中的旁路开关管，由于采用高增益的运算放大器作为比较器来控制其开和关，因此具有很高的灵敏度，更快的开关动作，能够更好的起到保护作用。

本发明中的旁路开关管的衬底或者阱，是和两个辅助晶体管的衬底或者阱连在一起，通过动态控制两个开关管的开关动作，可以很好实现衬底或者阱的合理偏置，进而消除了普通结构在交流环境中存在的大的漏电流而引起的闩锁效应（latch-up），克服了不稳定的问题。

本发明提供的一种限压保护电路，其特点在于：采用新的电压检测结构，具有静态功耗低的优点；采用高增益的运算放大器控制旁路电流开关管，具有灵敏度高的优点；采用衬底交换技术，可以消除电路在交流环境中大的衬底漏电流的问题，具有漏电流小的优点；采用全cmos工艺实现，具有工艺成本低，实现性高的优点。

本发明提供的一种限压保护电路，可以良好的应用于交直流环境中的系统结构中，特别适合于像无线供能系统和胶囊内窥镜系统等生物医疗领域，该结构可以很好的集成在片上。

附图说明

图1为本发明所提供的一种限压保护电路的结构示意图；

图2为图1中的电压检测电路具体实现电路图；

图3为开关管和辅助晶体管实现的衬底或阱交换技术的原理示意图；

图4为本发明具体实施方式的一种电路结构图；

图5为本发明具体实施方式的另外一种电路结构图；

图6所示为本发明在无线供能系统的一种应用示意图。

具体实施方式

由于现有多基准电压输出电路中，外部电源vdd直接向基准电源发生结构提供电压，因此vdd的波动很大程度上将导致基准电压波动，降低了基准电压的稳定性。为提高稳定性，本发明人提出可以在外部电源vdd及基准电源发生结构之间设置电源结构，用于接收外部电源vdd的电压，并输出电压提供给所述发生结构，这样设置的电源结构将能够对vdd的波动起一定屏蔽作用，降低vdd波动对基准电压稳定性的影响。

以下结合附图和具体实施例来进一步说明本发明

如图1所示，本发明的实施例由电压检测电路101，运算放大器（opamp）102和开关管衬底或阱交换电路106三部分组成。其中电压检测电路101检测电源电压两个端子的相对电位差，判断要不要进行限压保护；运算放大器（opamp）105通过比较电压检测电路的输出电压和比较参考电压102来控制开关管的开和关。当电压检测电路101输出大于比较参考电压102时，运算放大器（opamp）105输出高电平，打开开关管，泄放过压引起的大电流，反之则关闭开关管。所以开关管的尺寸一般比较大，这由设定的旁路电流值有关。设定的旁路保护电流越大，开关管的尺寸也就越大。103为运算放大器的独立电源电压端子，104为运算放大器105的低电平端子，这两个端子都可以从后续电路中找到合适的电平进行偏置。

图2所示的为本发明中所用的电压检测电路。电源电压接在两个端子201和202上，正负极任意。第一支路由电阻203和nmos管204组成，其中nmos管204接成二极管连接的形式，其衬底不是直接连接到电源电压的一个端子202上，而是连接到后面的开关管衬底或阱交换电路的衬底上，和他们一起进行衬底偏置。第二支路由pmos管25和电阻206组成，pmos管205的栅和nmos管204的栅连在一起，n阱衬底连在电源端子201上。输出端207用来输出检测到的电压，送至后面的运算放大器。当电源电压没有达到限压阈值时，两个mos管204和205均关闭，输出检测电压为低电平；当电源电压大于限压阈值时，两个mos管均开启，输出检测电压为高电平。电阻203和204的取值一般在10~500kω之间，使得开启后静态电流在μa量级。mos管204的尺寸和电阻203一起决定mos管205开启时电源电压的大小。mos管205和电阻206一起决定检测输出电压的大小。如前面所说，电源电压小于设定限压阈值时，电路关闭，静态电流为0，开启后静态电流在几个μa，故具有静态电流小的优点。

图3所示为开关管和辅助晶体管实现的衬底或阱交换技术的原理示意图。基本开关管pmos管303一般情况下其衬底通过n阱连接到高电位端子，这里采用衬底或阱交换技术，实现动态偏置pmos管303的n阱偏置在高电位。两个辅助pmos管301和302的衬底和开关管303连在一起，同时连接到它们共同的源端。电源电压接在两个端子301和302上。现在以交流正弦波为例，分析在交流情况下电路的工作情况。正半周期，301为高电位，301为0电位，pmos管304开启，305关闭，衬底通过pmos管304连接到301端的高电位上；负半周期，301为0电平，302为高电平，pmos管305关闭，304开启，衬底通过pmos管305连接到302的高电平上。通过两个辅助晶体管304和305，就可以保证在任何电源电压下，n阱衬底始终连接到高电平上，这样就克服了固定衬底或者阱偏置下的漏电流问题，消除了闩锁效应（latch-up），克服了不稳定的问题。电压检测图2中的mos管的衬底和阱和这部分的衬底和阱连在一起，同样可以减小其漏电流。须注意连在一起的mos管必须是相同类型的mos管，即全为nmos管或者pmos管。

图4为本发明具体实施方式的一种电路结构图。整个实施方案包括电压检测电路，运算放大器和开关管衬底或阱交换电路。401和402接电源电压的两个输入端，403，404，405和406组成前面所述的电压检测电路。407输出电压检测信号，送至运算放大器408的一个输入端，一般为正向输入端，另外一个负输入端409输入设定的比较参考电压值，比如说1v。运算放大器的电源电压高高电位接410，0电位接411，这两个电平可以从后续电路中得到。开关管412的栅级接运算放大器（opamp）408的输出端，n阱衬底和两个辅助开关管413和414连在一起，同时连在414和414共同的漏端515上，nmos管404的n阱衬底也和它们的连在一起，连接到515上。辅助晶体管413和414的栅级分别接到电源电压的两个输入端401和402上。

现以正弦波输入为例，来说明电路在交流环境中的工作过程。不妨设正半周期，401端为高电位，402为0电位。开始时401的正电位小于设定的限压阈值，电压检测电路关闭，检测电压输出端407为0电位，经过运算放大器（opamp）408输出0电位，开关管412关闭，限压保护电路不工作。随着正向电压的增大，电压检测电路开始工作，输出端407输出电压也随着增大，当其大于409端输入的比较参考电压，运算放大器（opamp）输出高电平，开关管412打开，限压保护电路开始工作。旁路电流通过412流向0电位402，这样就避免大电流流向其他的电路，起到限压保护的作用。正半周期，辅助晶体管414开启，413关闭，衬底通过414连接至402的0电平，只有很小的衬底漏电流。在负半周期，401为0电位，402为高电位，整个限压保护电路不工作。辅助晶体管413开启，414关闭，衬底通过413连接至401的0电位，也只有很小的衬底漏电流。想要在两个周期都能够起到限压保护作用，只需要将两个相同的结构反向并联即可实现，这样一个在正半周期工作，另一个在负半周期工作，同时保证很小的衬底漏电流。

图5为本发明具体实施方式的另外一种电路结构图。和图4中的主要区别在于，开关管512采用pmos管，辅以两个pmos晶体管513和514来控制n阱的电位。正半周期，pmos管513开启，514关闭，n阱偏置在501的高电位上；负半周期，pmos管514开启，513关闭，n阱偏置在502的高电位上。通过这两个辅助pmos管的开和关，使得在正负各半周期，n阱总是偏置在高电位上。其外，还有一个区别就是相应的电压检测电路也采用了互补的结构。和图4中的原理一样，pmos晶体管503的n阱也是连接至515，来实现其n阱的动态偏置。整个电路的具体工作过程的分析和图4的一样，此处略过。

图6所示为本发明在无线供能系统的一种应用示意图。图中605所示为本发明的两个限压保护电路的反向并联结构。由谐振电容602和谐振电感603组成的谐振腔在e类功率放大器601的激励下激发电磁场，实现无线能量的发射过程。接收端谐振电感604和谐振电容605将接受的能量转化成交流电信号。交流电信号通过整流桥607和滤波电容608转化成可以利用的直流电。在电压调制器609的进一步调制下生成稳定的直流电压供给负载610使用。611表示框内的整个部分可以集成在片上，做成一个ic。由于能量传递过程中，整流桥607之前感应的电压信号可能会很高，超过后续芯片的耐压值时，605所示的两个限压保护电路的反向并联结构开始工作，形成旁路电流通路，起到保护芯片的作用。

本发明专利不仅局限于上述具体实施方式，本领域的一般技术人员根据本发明公开的内容，可以采用其他多种具体实施方式实施本发明。因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变化或更改的设计，都落入本发明的保护范围。