六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动方法及系统与流程

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动方法及系统。

背景技术：

传统的永磁同步电机采用转子永磁结构，永磁体处于定子内腔中。由于定子内腔的温度通常较高，且温度不易散发，导致永磁体具有温升退磁的风险。为此，学者们提出了定子永磁型磁通切换电机，其永磁体处于定子上，永磁体的温度易于散发，有效降低了永磁温升退磁的风险。

机械轴承支撑的定子永磁型磁通切换电机具有轴承的机械磨损，导致该种电机在大容量、高速、清洁、高可靠性等领域应用受限，而把无轴承技术应用于定子永磁型磁通切换电机上，构成新型的无轴承磁通切换电机，可以有效地拓展了定子永磁型磁通切换电机的应用范围。

通常，为了实现转子沿切向旋转运行，需要在定子上嵌入一套控制转子切向旋转的转矩绕组；同时，为了实现转子沿径向悬浮运行，需要在定子上同时嵌入一套控制转子径向悬浮的悬浮绕组。从减少三次谐波对电机运行的不利影响，通常采用三相星型连接转矩绕组和三相星型连接悬浮绕组。从控制三相转矩绕组电流和三相悬浮绕组电流角度，可以分别采用一个三相逆变器供电。但三相逆变器供电三相绕组的驱动系统在逆变桥或绕组故障后，在不改变接线情况下驱动系统无法运行，从而降低了系统运行的可靠性。

技术实现要素：

为了解决现有技术的不足之处，本发明提出一种六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动策略，目的是提高无轴承磁通切换电机运行的可靠性，简化绕组的供电结构。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：一种六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动方法，其特征在于：包括以下步骤：s1：把mαmβ静止坐标系中转矩电流给定分量送给2/3静止坐标变换，输出六相绕组中ma、mc、me电流给定s2：把sαsβ静止坐标系中悬浮电流给定分量送给2/3静止坐标变换环节，输出控制转子径向悬浮的三相悬浮电流给定分量s3：把控制转子切向旋转的转矩电流给定分量和控制转子径向悬浮的悬浮电流给定分量同时送给六相电流给定计算环节，输出六相电流给定值其计算公式如下：s4：利用电流检测电路检测六相转矩绕组电流ima、imb、imc、imd、ime、imf；s5：根据六相转矩绕组电流给定及反馈值ima、imb、imc、imd、ime、imf，计算六相电流控制误差ema、emb、emc、emd、eme、emf，其电流控制误差计算公式如下：

s6：把六相电流控制误差ema、emb、emc、emd、eme、emf送给电流控制器，电流控制器输出值直接控制六相逆变器中功率管开关动作，实现实际六相转矩绕组电流跟踪其给定值，从而实现转子切向旋转与径向悬浮运行。

本发明还提供一种六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动系统，其特征在于：包括整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、绕组电流采集电路、x偏移检测电路、y偏移检测电路、转子位置角检测电路、隔离驱动及中央控制器；交流电压经整流电路、滤波电容与六相逆变器一输入连接；中央控制器控制信号经隔离驱动与六相逆变器另一输入连接；六相逆变器输出与无轴承磁通切换电机连接；绕组电流采集电路、x偏移检测电路、y偏移检测电路、转子位置角检测电路分别对无轴承磁通切换电机的绕组电流、x偏移、y偏移、转子位置角进行采集，并将采集后的信号传送至中央控制器。

本发明同现有无轴承电机驱动控制系统相比较，具有如下优点：1)采用六相逆变器同时提供控制转子切向旋转的转矩电流分量和径向悬浮的悬浮电流分量，简化了逆变器控制；2)采用多相逆变器供电后，允许驱动系统在缺相情况下容错运行，从而提高了转子悬浮运行的可靠性；3)尽管采用六相变换器供电，但电机中仍然具有转矩控制和悬浮控制的两套绕组，所以转矩控制和悬浮控制相互解耦，转子悬浮运行更加稳定；4)由于永磁体位于定子上，可以有效避免永磁体因温升引起的永久性退磁的风险。

附图说明

图1为本发明研究的无轴承磁通切换电机。

图2为六相转矩绕组与三相悬浮绕组串联方式。

图3为无轴承磁通切换电机驱动控制结构框图。

图4为本发明的实施例驱动系统硬件结构

图5为悬浮绕组电流与产生悬浮力关系

图6为悬浮控制坐标系定义。

图7为转矩控制坐标系定义。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步解释说明。

本发明研究对象如图1所示。若把定子上永磁体激磁换成电励磁线圈激磁，或采用定子永磁体和电励磁线圈混合励磁方法，本发明提出的方法依然适用。

采用转矩和悬浮双绕组结构，ma、mb、mc、md、me、mf为六相转矩绕组，sa、sb、sc为三相悬浮绕组，扣除悬浮绕组后，电机横截面与通常的定子永磁型磁通切换电机相同，定子也是由12个u型铁芯冲片构成，相邻的两个u型冲片之间夹着一个沿切向充磁的永磁体。为了降低铁芯磁饱和程度，有利于气隙磁场的调制，永磁体沿径向高度减少了。构成三相悬浮绕组的12个线圈首尾按照图1中串联而成，从而保证空间对称的两个悬浮线圈流过电流产生的磁场对空间对称气隙磁场的调制方向相反。悬浮线圈1、2、7、8串联构成a相悬浮绕组，悬浮线圈3、4、9、10串联构成b相悬浮绕组，悬浮线圈5、6、11、12串联构成c相悬浮绕组。六相转矩绕组中产生的反电动势相位依次互差60度电角度，这样在六相转矩绕组中流过相位依次相差60度电角度的六相对称电流即可产生平稳的电磁转矩输出。为了实现单个六相逆变器同时供电转矩和悬浮绕组，采用六相转矩绕组与三相悬浮绕组串联方式如图2所示。六相转矩绕组电流分别为ima、imb、imc、imd、ime、imf；三相悬浮绕组电流分别为isa、isb、isc。串联后，两套绕组电路关系如下：isa＝ima+imd，isa＝imb+ime，isa＝imc+imf。

若悬浮绕组没有电流，则在六相转矩绕组中流过对称六相电流即可产生稳定的电磁转矩输出，空间对称的两相转矩绕组中流过幅值相等，相位相反的转矩电流，这样空间对称的两相转矩绕组尾端并联后，流出电流等于0。所以，六相转矩绕组中用于产生电磁转矩的电流分量并不流过悬浮绕组中。

由于空间对称的转矩绕组中流过相同的电流后，产生的瞬时电磁功率之和等于零，所以本发明中把每一相悬浮绕组电流均分流过与之串联的空间对称的两相转矩绕组中，这样保证悬浮绕组电流流过转矩绕组时对转子切向旋转没有影响，而产生电磁转矩的转矩绕组电流分量只流过转矩绕组，不流经悬浮绕组，从而对转子悬浮控制没有影响。

本发明方法的控制原理框图如图3所示。沿a1线圈轴线方向定义为x轴，a2线圈轴线方向定义为y轴。转子x和y方向的偏移量δx、δy经过与各自的给定值△x^*、△y^*比较，产生的误差ex、ey分别送给x和y偏移控制器，例如pi控制器，分别产生x和y轴上的悬浮绕组电流给定再利用矢量旋转因子及2/3变换，把旋转变换到静止三相坐标系，得到三相悬浮绕组电流给定值根据电磁转矩控制需要，利用矢量控制或其他控制算法，计算出控制电磁转矩及磁场的转矩电流给定利用六相电流给定计算环节计算流过六相转矩绕组电流分量

然后利用电流控制器，例如滞环比较控制器或pi控制器，实现六相绕组电流跟踪上述给定电流，从而实现转子切向旋转控制和径向悬浮控制。

本发明提供的六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动方法，其包括以下步骤：

s1：把mαmβ静止坐标系中转矩电流给定分量送给2/3静止坐标变换，输出六相绕组中ma、mc、me电流给定

s2：把sαsβ静止坐标系中悬浮电流给定分量送给2/3静止坐标变换环节，输出控制转子径向悬浮的三相悬浮电流给定分量

s3：把控制转子切向旋转的转矩电流给定分量和控制转子径向悬浮的悬浮电流给定分量同时送给六相电流给定计算环节，输出六相电流给定值其计算公式如下：

s4：利用电流检测电路检测六相转矩绕组电流ima、imb、imc、imd、ime、imf；

s5：根据六相转矩绕组电流给定及反馈值ima、imb、imc、imd、ime、imf，计算六相电流控制误差ema、emb、emc、emd、eme、emf，其电流控制误差计算公式如下：

s6：把六相电流控制误差ema、emb、emc、emd、eme、emf送给电流控制器，电流控制器输出值直接控制六相逆变器中功率管开关动作，实现实际六相转矩绕组电流跟踪其给定值，从而实现转子切向旋转与径向悬浮运行。

s1中转矩电流给定分量来自于转矩控制模块，采用矢量控制方法，具体包括以下步骤：

s11：利用转子位置角检测电路检测转子位置角θr，并计算转子旋转速度n；

s12：根据速度给定n^*及实际转速n，计算转速误差δn＝n*-n；

s13：把转速误差δn送给转速调节器，输出控制转矩的mq轴电流分量

s14：把控制磁场的md轴电流分量控制转矩的mq轴电流分量及转子位置角θr送给mdmq/mαmβ旋转坐标系向静止坐标系变换环节，输出mαmβ静止坐标系转矩电流给定分量其坐标变换算法如下：

s15：把mαmβ静止坐标系转矩电流给定分量送给2/3静止坐标变换，输出六相绕组中ma、mc、me电流给定其算法如下：

s13中转速调节器可以采用转速pi调节器，则：

其中kpm、kim分别为转速pi调节器的比例系数和积分系数。

s2中控制转子径向悬浮的三相悬浮电流给定分量来自于转子径向悬浮控制模块，其算法如下：

s21：利用x和y方向偏移检测电路，检测出转子沿x和y方向偏移量δx和δy；

s22：根据转子沿x和y方向偏移给定量δx*和δy*、转子沿x和y方向偏移量δx和δy，计算转子沿x和y方向偏移误差ex和ey，其计算公式如下：

ex＝δx*-δx；ey＝δx*-δx；

s23：把转子沿x和y方向偏移误差ex和ey分别送给x和y偏移控制器，输出悬浮电流xy坐标系给定分量

s24：把悬浮电流xy坐标系给定分量经过矢量旋转变换环节e^-j30，获得sαsβ静止坐标系中悬浮电流给定分量其计算公式如下：

s25:把sαsβ静止坐标系中悬浮电流给定分量送给2/3静止坐标变换环节，输出控制转子径向悬浮的三相悬浮电流给定分量其计算公式如下：

s23中，x或y偏移控制器为pi控制器，输出悬浮电流xy坐标系给定分量pi控制算法如下：

其中，kps、kis分别为x和y偏移pi调节器的比例系数和积分系数。

本发明还提供的一种六相逆变器供电的无轴承磁通切换电机驱动系统，其包括整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、绕组电流采集电路、x偏移检测电路、y偏移检测电路、转子位置角检测电路、隔离驱动及中央控制器；交流电压经整流电路、滤波电容与六相逆变器一输入连接；中央控制器控制信号经隔离驱动与六相逆变器另一输入连接；六相逆变器输出与无轴承磁通切换电机连接；绕组电流采集电路、x偏移检测电路、y偏移检测电路、转子位置角检测电路分别对无轴承磁通切换电机的绕组电流、x偏移、y偏移、转子位置角进行采集，并将采集后的信号传送至中央控制器。较佳的，还包括一中央控制器连接的人机接口。

本发明的一实施例驱动系统硬件结构如图4所示。六相逆变器中功率管采用igbt或mofet，中央控制器采用dsp或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角检测电路可以由旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以由旋转变压器后接解码电路构成。x和y偏移检测电路可以采用电涡流传感器，后接差动放大电路构成。绕组电流采集电路、转子位置角检测电路、x和y偏移检测电路输出弱电压信号送到中央控制器a/d转换模块。根据取得的信号和本发明的驱动控制策略，计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制六相逆变器中的功率开关管的开关动作，从而实现转子切向旋转控制和径向悬浮控制。

本发明基本原理叙述如下：

用矢量图表示三相悬浮绕组流过电流与产生悬浮力之间关系如图5所示。sa相悬浮绕组流过正向电流时，产生近似空间30度方向的悬浮力；sa相悬浮绕组流过反向电流时，产生近似空间210度方向的悬浮力。依次类推分析sb相和sc相悬浮绕组流过电流产生悬浮力情况。

为了分析方便，悬浮力分析及控制中定义如下图6坐标系。xy为水平轴为x的直角坐标系，x轴与ma相功率绕组的a1和a3线圈同轴；y轴与a2和a4线圈同轴。三相悬浮绕组轴线分别为sa、sb、sc，它们互差120度电角度。直角坐标系sαsβ超前xy坐标系30度，且sα轴与sa轴同方向。is为悬浮绕组电流矢量，其在sa、sb、sc轴上投影即为三相悬浮绕组电流isa、isb、isc；在sα、sβ轴上投影分别为isα、isβ。三相悬浮绕组电流矢量is产生的悬浮力为fσ。

设永磁体、单位悬浮绕组电流在定子齿中产生的磁通分别为φpm、φx，定子齿宽极弧为βs、转子外径为rr，空气磁导率为μ0，转子铁芯轴向长度为la。利用磁路分析方法可以推导出三相悬浮绕组电流矢量is产生的悬浮力fσ如下：

其中k(krs)为齿宽比krs的函数，g(krs,pm,imambmc,isasbsc)为悬浮力未建模部分。

三相悬浮绕组电流isa、isb、isc与sαsβ轴上投影isα、isβ之间的变换采用如下的恒磁通变换：

其中，is0为零序分量。由于本发明中三相悬浮绕组采用星型连接，所以零序电流等于0。这样，利用式(2)对式(1)进行变换得：

式(3)进一步变形为

根据式(4)可知：1)若已知作用于转子上悬浮力fσ时，可以借助式(4)计算出应该在悬浮绕组中流过电流矢量；2)若不考虑悬浮力的未建模部分时，悬浮力矢量与悬浮绕组电流矢量同方向，且二者大小成正比关系，这就为简化转子悬浮控制提供了依据。

实际悬浮力模型中未建模部分相比较于悬浮力的主要部分较小，所以在本发明悬浮控制策略中忽略悬浮力的未建模部分。

为了分析方便，以下转矩分析及控制中定义如下图7坐标系。im为转矩绕组电流矢量，其在六相转矩绕组轴线ma、mb、mc、md、me、mf上投影ima、imb、imc、imd、ime、imf即为六相转矩绕组电流，mαmβ为直角坐标系，mα与ma重合，以永磁体在六相转矩绕组中耦合合成磁链矢量ψf方向定义为同步旋转坐标mdmq的md轴，im在mαmβ坐标轴上投影分别为imα、imβ，在mdmq坐标轴上投影分别为imd、imq。md与mα直角夹角为θr，当转子齿中心线初始定位于ma相绕组轴线上时，该角度与转子旋转的电角度相同，本发明中转子初始定位正是采用上述情况。

由于电机空间结构的对称性，求解转矩相绕组中耦合永磁体的磁链可以借助电机的四分之一结构的简化磁路图。在忽略构成每一相转矩绕组两个线圈耦合磁链差别时，可以求出转矩相绕组耦合永磁磁链|ψf|如下：

|ψf|＝2naφcoil(5)

其中，na为功率绕组一个线圈的匝数，φcoil为单个功率绕组线圈耦合磁通峰值。

在忽略电机凸极现象后，根据式(5)可以进一步求出电机产生的电磁转矩如下：

te＝30|ψf|imq(6)

由式(6)可见，利用mq轴上功率绕组电流投影即可控制电磁转矩。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。