本发明属于汽车电源领域，特别涉及一种车载dc/dc辅助电源的设计方法。
背景技术：
当今世界环境、能源等两大难题日益突出，发展具有环保、节能等特点的新能源汽车已成为业界共识。新能源汽车以优越的环保和节能特性，成为了汽车工业研究、开发和使用的热点。目前，城市客车以油电或气电混合动力汽车为主。辅助电源的工作状态直接影响到车内主动力变流器的工作以及列车的运行状态，它在混合动力城市客车安全稳定运行的过程中起着重要作用。混合动力城市客车低压辅助供电系统，由dc/dc变换器与低压蓄电池组构成。车载dc/dc变换器需满足性能要求外，还担负着给低压蓄电池合理充放电控制及延长与保护蓄电池使用寿命等任务。
因此，需要一种车载dc/dc辅助电源的设计方法以满足需求。
技术实现要素：
在总结已有研究的基础上，综合考虑了汽车内部供电、外部起停对辅助电源的影响，克服以往研究的不足，提供一种满足输入电压范围宽、输出动态性能好等要求的车载dc/dc辅助电源的设计方法。
本发明的采用技术方案为：一种车载dc/dc辅助电源的设计方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1:系统与主电路设计，包括车载dc/dc电源容量、车载dc/dc电源输入需求特性、主电路拓扑和参数设计；所述参数设计包括:直流输入端支撑电容、副边二极管选型、主开关器件选型、输出滤波电感设计和隔直电容设计；
步骤2：控制策略和软件的设计；
步骤3：通过仿真分析验证步骤2所述的控制策略和软件设计。
更进一步的，所述步骤1中所述的车载dc/dc电源容量和车载dc/dc电源输入需求特性的设计，包括以下步骤：
步骤a2：车载dc/dc电源容量设计：对车内低压负载进行累计，得到低压负载总功率；
步骤b2：车载dc/dc电源输入需求特性：观察、测量与统计高压直流母线的电压范围；
步骤c2：选择满足步骤a2和步骤b2所得数据的dc/dc辅助电源的软硬件。
更进一步的，所述步骤1中所述的主电路拓扑设计为全桥倍频电路拓扑，其包括：uin：dc/dc变换器直流端输入电压；cin：dc/dc输入端支撑电容；构成全桥电路的电力电子器件q1、q2、q3和q4；t1：高频平板变压器，其变压器变比n：1＝9:2；cb：隔直电容；副边为倍流整流电路，包括电感l1、l2及二极管d1、d2；co：输出滤波电容；uo：输出电压；io和r分别为输出电流与输出负载。
电力电子器件q1和q3串联,电力电子器件q2和q4串联,电力电子器件q1和q4、电力电子器件q2和q3以及dc/dc输入端支撑电容cin,并联在dc/dc变换器直流端输入电压uin的两端,高频平板变压器t1的原边一端连接于电力电子器件q1和q4之间,另一端连接于电力电子器件q2和q3之间；高频平板变压器t1的原边上串联有隔直电容cb。
电感l1和二极管d1串联,电感l2和二极管d2串联,电感l1和二极管d1、电感l2和二极管d2、输出滤波电容co以及输入负载r并联；高频平板变压器t1的副边的一端连接于电感l1和二极管d1之间,另一端连接于电感l2和二极管d2之间。
更进一步的，所述步骤1中所述直流输入端支撑电容设计，包括如下步骤：
步骤a4：计算直流输入端支撑电容容值：根据公式
步骤b4：根据步骤a4计算得到的数值，选择直流输入端支撑电容。
更进一步的，所述步骤1中所述的副边二极管选型设计，包括如下步骤：
步骤a5、计算变压器副边绕组的电压：根据公式
其中，us_max为变压器副边绕组的最大电压；uin_max为直流输入电压最大值，n为变压器变比；
步骤b5：计算二极管通过的电流：根据车载电源的最大负载电流iomax，考虑到采用的倍流整流电路拓扑，计算得到每个二极管通过的电流为iomax/2；
步骤c5：根据步骤a5和步骤b5的计算结果，选择满足条件的副边二极管。
更进一步的，所述步骤1中所述的主开关器件选型，包括如下步骤：
步骤a6：计算开关器件承受的最高电压um：通过公式um＝(k1uin_max+usp)k2计算得到，其中usp为过冲电压；k1为中间环节直流电压波动系数；k2为安全裕量系数，uin_max为直流输入电压最大值；
步骤b6：计算开关器件q1、q2、q3和q4通过的最大电流icm：根据公式icm＝imaxa1a2a3和
其中a1为电流尖峰电流过载系数；a2为温度降额系数；a3为过载系数；uin_min为输入最小电压；dmax为最大占空比；p为车载dc/dc辅助电源功率容量。
步骤c6：根据步骤a6和步骤b6的计算结果选择主开关器件。
更进一步的，所述步骤1中所述的输出滤波电感设计，包括以下步骤：
步骤a7：通过公式
步骤b7：根据步骤a7计算得到的电感量作出输出滤波电感设计。
更进一步的，所述步骤1中所述的隔直电容设计，包括以下步骤：
步骤a8：计算隔直电容容值cb：根据公式
步骤b8：根据步骤a8的结果选择隔直电容。
更进一步的，步骤2所述的控制策略和软件设计，包括：取传感器采集的输出电压、电流；如果蓄电池没充满，则输出电压低于转换值，辅助电源工作在恒流充电阶段，继续给电池充电；当输出电压大于转换值时，电源转换到电压与电流双闭环控制模式；还包括对车内低压蓄电池的充电控制：当电池的端电压低于dc/dc变换器输出参考电压值uref前，对蓄电池进行恒流充电，蓄电池端电压上升；当电池的端电压高于参考值后，充电电流逐渐减小，直至达到电池的阈值电压；dc/dc变换器的输出电流为浮充电流和负载电流之和，浮充电流仅抵消蓄电池的自放电。
更进一步的，步骤3所述的通过仿真分析验证该设计方法的有效性和可靠性，包括仿真分析车载dc/dc电源幅值静态变化；仿真分析车载dc/dc电源幅值动态跟踪变化；验证控制策略是否融合蓄电池的三段式充电特性，实现软启动、恒流充电到联合供电的功能；仿真分析输入电压的模拟；仿真分析dc/dc电源在整个功率段的效率曲线。
有益效果：本发明的一种车载dc/dc辅助电源的设计方法,通过对各项参数的设计,采用满足条件的器件,使得到的车载dc/dc辅助电源,具有电源低压大电流的输出特性；按照设计方法采用的主开关器件开通关断能量小，保证电路输出受影响幅频小；采取满足设计要求的电路拓扑，实现了全桥移相控制，满载效率达96％，比以往的低效率车载性能提高很多。
附图说明：
图1为混合动力城市客车车体内辅助供电系统的流程图；
图2为混合动力城市客车车体内辅助供电系统的电气连接图；
图3为混合动力城市客车运行车速曲线；
图4为混合动力城市客车车载dc/dc电源低压大电流应用所需的的主电路拓扑；
图5为辅助电源的主程序控制框图；
图6为三段式充电特性；
图7为车载dc/dc电源静态仿真波形；
图8为车载dc/dc辅助控制策略算法及实现的仿真波形；
图9为车载dc/dc电源动态性能仿真波形；
图10为输入电压变化时dc/dc电源仿真波形；
图11为dc/dc电源在整个功率段的效率曲线。
具体实施方式：
下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
一种车载dc/dc辅助电源的设计方法，包括以下步骤：
步骤1:系统与主电路设计，包括车载dc/dc电源容量、主电路拓扑和参数设计；所述参数设计包括:直流输入端支撑电容、副边二极管选型、主开关器件选型、输出滤波电感设计和隔直电容设计；
步骤2：控制策略和软件设计；
步骤3：通过仿真分析验证步骤2所述的控制策略和软件设计。
更进一步的，步骤1中所述的车载dc/dc电源容量的设计，包括以下步骤：
步骤a2:车载dc/dc电源容量设计：如图2，辅助供电系统主要为车内低压负载进行供电。车内低压侧电压等级为27v，低压负载主要有：①客车的照明系统，包括行车大灯、车内照明灯；②位于车顶的空调，功率为2.2kw左右；③车内的散热风扇和冷却风扇；④行车控制器以及仪表盘电源的供电。经综合统计，整车低压负载总功率为3kw，峰值功率约3.3kw。
步骤b2：车载dc/dc电源输入需求特性：由图2可以看出，辅助dc/dc电源的输入连接于车内高压直流母线，而车内高压直流母线的电压由汽车的运行工况所决定。高压直流母线连接的超级电容为混合动力汽车的储能装置，由于体积和重量的限制，城市客车上的超级电容的容量为11f。由超级电容低能量密度和高功率密度的特性，其充放电时间比较短，因此超级电容稳定直流母线电压的能力有限。当整车的驱动电机处于牵引工况时，电机驱动器将超级电容中的能量传输到电机侧，从而使直流母线上的电压下降；当汽车运行于制动状态时，电机驱动器将驱动电机的制动能量回收并传输至超级电容侧，并为其充电，使高压直流母线上的电压上升。由于城市客车车辆在城市运行时，汽车处于驱动与制动两种工况的反复交替。图3所示为混合动力城市客车运行车速曲线。由图可见，车速一般在70km/h以下，起停次数多。其母线电压的波动也比较大，经测量与统计，高压直流母线电压处于280～720v之间。
步骤c2：在dc/dc辅助电源的软硬件设计中，必须满足输入电压范围宽广、输出电压恒定，并达到一定电能质量的要求。
更进一步的，所述步骤1中所述的主电路拓扑设计包括：uin为dc/dc变换器直流端输入电压，cin为dc/dc输入端支撑电容，电力电子器件q1、q2、q3和q4构成全桥电路，t1为高频平板变压器，变压器变比n：1＝9:2，cb为隔直电容。副边为倍流整流电路，由电感l1、l2及二极管d1、d2构成。co为输出滤波电容，uo为输出电压，io和r分别表示输出电流与输出负载。工作中为了保证脉冲变压器的磁平衡，防止磁饱和，q2、q3同时导通与q1、q4同时导通的时间需严格对称相等。设在一个周期内，q1、q4同时导通的占空比为d，则d<0.5。
电力电子器件q1和q3串联,电力电子器件q2和q4串联,电力电子器件q1和q4、电力电子器件q2和q3以及dc/dc输入端支撑电容cin并联在dc/dc变换器直流端输入电压uin的两端；高频平板变压器t1的原边一端连接于电力电子器件q1和q4之间,另一端连接于电力电子器件q2和q3之间；高频平板变压器t1的原边上串联有隔直电容cb。
电感l1和二极管d1串联,电感l2和二极管d2串联,电感l1和二极管d1、电感l2和二极管d2、输出滤波电容co以及输入负载r并联；高频平板变压器t1的副边的一端连接于电感l1和二极管d1之间,另一端连接于电感l2和二极管d2之间。
更进一步的，所述步骤1中所述直流输入端支撑电容设计，包括如下步骤：
(3)步骤a4：根据高频纹波电压计算方法,设e为每次开关管导通所需的能量,δuin为纹波电压峰峰值，则可计算得到如下：
本发明设计的车载dc/dc辅助电源功率容量p＝3kw，开关频率f＝100khz，每个开关周期的能量e＝p/f＝0.03j，输入端电压额定值uin＝280v，纹波率取2％，即δuin＝5.6v，代入上式，计算得cin＝19.32μf，
步骤b4：考虑到裕量和电容规格，选用型号为mkp1848650094y5的薄膜电容，耐压为900v，容值为50μf可满足设计要求。
更进一步的，所述步骤1中所述的副边二极管选型设计，包括如下步骤：
步骤a5、由于副边二极管上承受的最高电压发生在直流输入电压为最大值的情况下，直流输入电压最大值为uin_max＝720v，此时变压器副边绕组的电压如下：
式中：n为变压器变比。计算得us_max＝160v。
步骤b5：本车载电源的最大负载电流iomax＝120a，因此，采用倍流整流电路拓扑时，每个二极管通过的电流为60a。这里iomax＝120是建立在混合动力客车车载dc/dc一般设计标准上。
步骤c5：因此，选用dsep2x101-04a快恢复二极管，其额定正向平均电流ifam＝100a，反向重复峰值电压vrrm＝400v，恢复时间trr＝30ns，可完全满足工程需求。
更进一步的，所述步骤1中所述的主开关器件选型，包括如下步骤：
步骤a6：开关器件承受的最高电压um可表示为如下：
um＝(k1uin_max+usp)k2(3)
式中：usp为过冲电压；k1为中间环节直流电压波动系数，k1＝1.02；k2为安全裕量系数，k2＝1.2。将以上参数代入，可求得um＝887v。
步骤b6:本电源的主开关管为q1、q2、q3和q4,在主开关期间输入的最大平均值电流可表示如下：
式中：uin_min为输入最小电压，本设计为uin_min＝280v；dmax为最大占空比，本文取dmax＝0.95。计算得imax＝11.3a。
开关器件q1、q2、q3和q4通过的最大电流表示如下：
icm＝imaxa1a2a3(3)
式中：a1为电流尖峰电流过载系数，a1＝1.2；a2为温度降额系数，a2＝1.2；a3为过载系数，a3＝1.4。代入参数计算得icm＝22.8a。
步骤c6：为方便选取本电源合适的主功率器件，表1对比了sic基mosfet和si基igbt的主要参数。基于表1的参数对比，相同或相近电压等级的sic基mosfet具有导通电阻小，开通与关断能量小的优势，是本电源的最佳选择。
更进一步的，所述步骤1中所述的输出滤波电感设计，包括以下步骤：
步骤a7：计算输出滤波电感时，电源工作在额定功率1/10的情况下，此时滤波电感取值大小应能满足输入电压为最大值，滤波电感电流工作在临界导通状态，输出电流io＝iomax/10＝12a。副边整流输出的最大电压值us_max，由式(2)计算得us_max＝160v。本辅助电源作为电压源,已知车内低压侧电压等级为27v，所以输出电压uo＝27v，此时占空比do为
开关管导通时间δt为
计算得δt＝1.6875us。则倍流整流电路的关系为
电感量为
计算电感量时，式(9)δi＝io＝12a，最后计算得电感l＝11.25μh，取12μh。
步骤b7:根据步骤a7计算得到的电感量作出输出滤波电感设计。
更进一步的，所述步骤1中所述的隔直电容设计，包括以下步骤：
步骤a8：在全桥拓扑中，为了避免由于正负半波驱动脉冲中占空比不能严格对称等非理想因素引起系统磁路不平衡，产生直流偏磁，需要在原边电路中串联一个隔直电容cb。设计隔直电容时，其充电电流不宜过大，系统满载时，电容两端电压变化δucb最大应为其额定输入电压uin的5％～10％，本文选取δucb＝28v。设cb的电流变化率δicb为
取δicb＝imax＝11.3a，δt为控制周期的1/4，可计算得到隔直电容容值为
步骤b8：薄膜电容b32676e6335k即可满足工程要求，容值3.3μf，等效短路电阻9.3mω。
更进一步的，在步骤2中，图5为辅助电源的主程序控制框图，首先读取传感器采集的输出电压、电流。如果蓄电池没充满，则输出电压低于转换值，辅助电源工作在恒流充电阶段，继续给电池充电；当输出电压大于转换值时，电源转换到电压与电流双闭环控制模式。
本设计的辅助电源除了作为车载负载的供电设备外，还承担着对车内低压蓄电池的充电控制，其充电模式是“先恒流后恒压型”，如图6所示。当电池的端电压低于dc/dc变换器输出参考电压值uref前，对蓄电池进行恒流充电，蓄电池端电压上升；当电池的端电压高于参考值后，充电电流逐渐减小，直至达到电池的阈值电压；dc/dc变换器的输出电流为浮充电流和负载电流之和，浮充电流仅抵消蓄电池的自放电；长时间充电对电池是无害的，既可维持蓄电池的充满状态，又能延长保护蓄电池的使用寿命。
更进一步的，步骤3所述的通过仿真分析验证步骤2所述的控制策略和软件设计。
图7所示为车载dc/dc电源静态实验波形，uo为输出电压，io为输出电流，ut为高频变压器原边电压。实验结果数据为：uin＝400v，uo＝27v，io＝90a，控制频率为100khz。从静态实验波形可以看出，采用sic基的mosfet后，具有理想的开通与关断过程。相比于igbt等功率器件，其开通时的米勒效应减弱，而在器件关断时不存在拖尾现象，mosfet具有更低的开关损耗，有利于高频dc/dc变换器的效率提升。
图8为利用本设计所提的车载dc/dc辅助控制策略算法及实现的仿真波形。从实验波形可以看出，本控制策略融合了蓄电池的三段式充电特性。该算法实验中，充电过程的软启动、恒流充电、恒压供电、联合供电等状态，在波形都能体现。蓄电池组的起始电压初始状态为23.8v，软启动时，电流斜坡上升增至110a,蓄电池进入恒流充电模式后，经控制器调节得到一合适的充电电流值，输出电流开始下降；最后dc/dc辅助电源进入恒压充电模式，在此模式下，负载电流由dc/dc电源的输出电流与蓄电池共同提供。
图9为车载dc/dc电源动态性能仿真波形，可以看出，输出电流参考值由20a阶跃变化为50a，实际电流则在2.5ms内迅速跟踪响应，无稳态误差，超调小。
图10为输入电压变化时dc/dc电源实验波形。采取可编程控直流电源(chorma62150h-600s)对输入电压进行模拟。实验中，设定输入电压1s内550v斜坡下降至330v，330v稳定10s后，又在1s内斜坡上升至550v，此曲线比实际工况的电压变化率更大。实验结果证明，本设计的dc/dc辅助电源能满足输入电压变化范围宽广、变化率大的工况,系统的鲁棒性强。
图11为该dc/dc电源在整个功率段的效率曲线。由于sic基mosfet开关速度与开关损耗均优于si基moset，在本装置100khz的高频工作中更加适合，使得整机效率高。最高效率为96.02％出现在2400w左右。
表1参数对比