有源三电平中性点钳位转换器模块的制作方法
本发明涉及一种改进的有源中性点钳位(anpc)转换器，用于将在正输入端子、中性输入端子和负输入端子处提供的dc输入电压转换成要提供给输出端子的ac输出电压。
背景技术：
dc-ac转换器通常用于不同的技术领域，例如可再生能源领域。由于技术进步和市场发展，对高效转换器的需求变得越来越重要。具体地，在可再生能源领域，例如，太阳能设备需要高效的dc-ac转换器来将可再生能源转换成通常可访问的形式，并且允许反馈到电网。在这方面，期望进一步减少dc-ac转换器内的传导损耗和开关损耗。
npc转换器拓扑由于其干净和容易的设计和简单的控制实现而受欢迎。npc转换器也被称为三电平转换器，因为ac输出电压是从三个电压电平即正、负和零dc电压产生的。随着功率场效应晶体管fet领域的发展，npc转换器拓扑可以被用于高电压电力模块。在本发明的上下文中，电力模块将被理解为提供+/-600伏的ac电压。在这方面，npc转换器会(至少部分地)要求承受1200伏的dc电压的额定电压。
npc转换器包括三个功能不同的电路。第一，正开关电路向npc转换器的输出端子供应在正输入端子处提供的正电压电平。第二，负开关电路向npc转换器的输出端子供应在负输入端子处提供的负电压电平。第三，中性开关电路向npc转换器的输出端子供应在中性输入端子处提供的中性电压电平。
因此，通过随后使得能够实现以下来将三电平ac电压提供给npc转换器的输出：首先，正开关电路，其次，中性开关电路，之后，负开关电路，以及最后，npc转换器。
由于已经得到的与这种转换器一起使用的广泛的和已确立的知识，并且由于其基于具有非常少的部件的相对简单的结构的事实，所有这些都有助于被充分证明的和可靠的性能，npc转换器已经成为商业市场中广泛使用的解决方案。
然而，传统npc转换器拓扑关于开关损耗和效率是不利的。特别地，传统三电平npc转换器具有电力损耗在开关装置之间不均衡分布的缺点。这导致了限制输出电力能力的不均衡的热性能并且可能影响电力转换器可靠性。这个缺点是无法避免的，因为它在三电平npc拓扑中是固有的。
因此，为了减轻上述缺点，研发了图19中描述的三电平有源中性点钳位(anpc)拓扑(例如在2005年6月《ieeetransactionsonindustrialelectronics》第52卷第3期第855-868页t.brückner,s.bernet和h.güldner“theactivenpcconverteranditsloss-balancingcontrol”中示出)。三电平anpc通过具有反并联二极管的开关装置替换钳位二极管以便为中性电流提供可控路径。因此，三电平anpc能够提供一定的自由度来控制开关装置之间的损耗分布。由于此，与传统三电平npc相比，全局热性能更均衡并且提高了输出电力能力。
图19中示出了传统三电平anpc转换器的两个典型的换向状态。如与开关sa5反并联的二极管和开关sa2周围或者开关sa6和与开关sa3反并联的二极管周围的虚线所示，与负载电流的极性无关，总是存在两条通向转换器的中性点的路径。
必须注意，在图19以及本发明的以下描述中，总是仅示出和解释转换器的一个相支线(leg)。然而，对于本领域技术人员而言，清楚的是本发明当然也可以通过使用并联的多于一个的相支线而与多相转换器一起使用。
使用双向开关替代钳位二极管的结果是必须定义操作原理。操作原理定义了开关装置的接通和关断顺序，以将输出相连接至所期望的dc链路电压电平。三电平npc转换器不需要操作原理，因为接通和关断开关装置并不自由，顺序总是固定的。yangjiao在2015年8月17日向美国弗吉尼亚州的布莱克斯堡的弗吉尼亚理工学院和州立大学的系提交的博士论文“highpowerhighfrequency3-levelneutralpointclampedpowerconversionsystem”中研究了一种可能的操作原理。
如图19中所示，用连接的交流输出电压的频率切换半导体开关sa1、sa4、sa5和sa6。用总是高于连接的交流输出电压的频率的切换频率来切换半导体开关sa2和sa3。开关sa1和开关sa6分别同时接通和关断sa4和sa5。sa1/sa6对和sa4/sa5对被相反地切换。
三电平anpc转换器提供一定自由度以在开关装置之间分配电力损耗的特征可以被用来提高效率或改善热性能。由于减少了热应力，更均衡的电力损耗分布可以导致较高的可靠性。
电力转换器限制通常是热，也就是说，如果电力损耗或者全局温度降低，则电力转换器将能够提供较高的额定电流，也导致较高的功率密度。此外，也可以增加切换频率，以便减小网格过滤器的尺寸、重量和成本。
如图19中所示的已知的单相三电平anpc转换器包括以两个开关支路的开关位于一个公共电力模块内的公共基板上的方式装配的六个绝缘栅双极晶体管(igbt)。这种直接耦接需要额外的努力以便避免开关的寄生接通。
技术实现要素：
需要提供一种改进的三电平转换器，其受益于anpc拓扑的优点，并且同时避免交叉传导效应、开关的寄生接通，并且允许使用更经济的半导体开关。
该目的通过独立权利要求的主题来解决。本发明的有利实施例是从属权利要求的主题。
本发明基于这样的构思：通过根据负载电流的方向至少分割anpc转换器的输出，可以避免交叉传导。当使用mosfet时，其体二极管可以被去激活(deactivated)。此外，可以消除在硬接通时对应半导体开关的电容性负载。通过对电力模块或集成在电力模块内的分开的基板进行对电路的最佳分布，寄生效应被最小化。可以实现成本减少，因为也可以使用非常有成本效率的半导体开关例如可控硅整流器(scr)。
根据本发明，三电平转换器包括至少第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路包括串联连接在第一开关支路的第一正直流端子和第一交流端子之间的第一半导体开关和第二半导体开关。第一二极管连接在第一半导体开关和第二半导体开关之间的连接点与第一中性直流端子之间。第二二极管和第三二极管串联连接在第一开关支路的第一负直流端子和第一交流端子之间。第三半导体开关连接在第二二极管和第三二极管之间的连接点与第一中性直流端子之间。
此外，第二开关支路包括串联连接在第二开关支路的第二正直流端子和第二交流端子之间的第四二极管和第五二极管。第四半导体开关连接在第四二极管和第五二极管之间的连接点与第二中性直流端子之间。第五半导体开关和第六半导体开关串联连接在第二开关支路的第二负直流端子和第二交流端子之间。第六二极管连接在第五半导体开关和第六半导体开关之间的连接点与第二中性直流端子之间。
根据本发明的第一实施例，第一开关支路和第二开关支路被各自装配以形成分开的半导体模块，其中，第一开关支路和第二开关支路的第一正直流端子和第二正直流端子、第一负直流端子和第二负直流端子、第一中性直流端子和第二中性直流端子以及第一交流端子和第二交流端子分别连接至彼此。在本文中，术语“半导体模块”指包括布置在一个或更多个基板上并且以合适的方式电连接至彼此的多个半导体元件的模块。通常但是不一定，半导体模块还具有其单独的散热器和壳体。
换句话说，在第一方向上输出ac负载电流的开关支路与在相反方向上输出ac负载电流的开关支路被装配在不同的基板上或在不同的半导体模块中。
根据本发明的有利实施例，第一半导体开关至第六半导体开关中的至少一个由绝缘栅双极晶体管(igbt)形成。igbt具有提供高功率增益、高开关速度和低输入损耗的优点。
然而，根据本发明的电路结构可以基于更经济的半导体部件例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或可控硅整流器(scr)来有利地实现。特别地，作为每个开关支路的“内部”开关的第二半导体开关和第五半导体开关可以包括mosfet。
为了保护半导体开关和电路免受反向电压和反向电流的影响，至少一个反向偏置二极管并联连接至半导体开关中的至少一个。
根据有利实施例，由二极管和齐纳二极管形成的串联连接与第一半导体开关和第六半导体开关中的每一个并联连接。齐纳二极管提供过电压保护，并且也可以用瞬态电压抑制器(tvs)二极管替换。
此外，根据本发明的有利实施例，第一开关支路和第二开关支路的所述第一交流端子和所述第二交流端子分别经由第一电感器和第二电感器连接至彼此。这些电感器将第一开关支路和第二开关支路的分割输出分开，并且可以例如由杂散电感形成。这些电感由电流环绕区域例如导线接合、基板上的导电引线以及基板之间的互连元件和桥的任何电路结构引起(参见例如michaelfrisch，
根据另一有利实施例，第一开关支路包括连接在第一开关支路的所述第一正直流端子和所述第一交流端子之间的第七半导体开关，并且其中，所述第二开关支路包括连接在第二开关支路的所述第二负直流端子和所述第二交流端子之间的第八半导体开关。通过这样并联快速和低压降部件，可以实现低开关损耗和静态损耗。
可以通过以下布置实现相同的效果：其中，第一开关支路包括连接在第一半导体开关和第二半导体开关之间的连接点与第一开关支路的所述第一交流端子之间的第九半导体开关，并且其中，所述第二开关支路包括连接在第五半导体开关和第六半导体开关之间的所述连接点与第二开关支路的所述第二交流端子之间的第十半导体开关。
本发明还涉及根据替选实施例的三电平转换器，其包括至少第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路包括串联连接在第一开关支路的第一正直流端子和第一交流端子之间的第一半导体开关和第二半导体开关。第一二极管连接在第一半导体开关和第二半导体开关之间的连接点与第一中性直流端子之间。第二二极管和第三半导体开关串联连接在第一开关支路的第一中性直流端子和第一交流端子之间。第二开关支路包括串联连接在第二开关支路的第二中性直流端子和第二交流端子之间的第五二极管和第四半导体开关。第五半导体开关和第六半导体开关串联连接在第二开关支路的第二负直流端子和第二交流端子之间。第六二极管连接在第五半导体开关和第六半导体开关之间的连接点与第二中性直流端子之间。第一开关支路和第二开关支路的第一正直流端子和第二正直流端子、第一负直流端子和第二负直流端子、第一中性直流端子和第二中性直流端子以及第一交流端子和第二交流端子分别连接至彼此。
与第一实施例一样，第一开关支路和第二开关支路被各自装配以形成分开的半导体模块，产生了与上面说明的优点相同的优点。此外，根据本实施例的结构可以使用mosfet作为内部开关，其中对于无功功率，mosfet体二极管未被阻塞。特别地，第二半导体开关和第五半导体开关可以包括mosfet。
通过设置与半导体开关中的至少一个并联连接的至少一个反向偏置二极管，使得能够实现同步整流模式。
根据有利实施例，第一半导体开关至第六半导体开关中的至少一个由绝缘栅双极晶体管(igbt)形成。
本发明还涉及连接至ac输出的仅内部半导体开关被分割以被布置在分开的基板上的三电平转换器。特别地，三电平转换器包括至少第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路包括串联连接在第一开关支路的第一正直流端子和第一交流端子之间的第一半导体开关和第二半导体开关。第一二极管连接在第一半导体开关和第二半导体开关之间的连接点与第一中性直流端子之间。第二二极管和第三二极管串联连接在第一开关支路的第一负直流端子和第一交流端子之间。第三半导体开关连接在第二二极管和第三二极管之间的连接点与第一中性直流端子之间。第二开关支路包括串联连接在第二开关支路的第二正直流端子和第二交流端子之间的第四二极管和第五二极管。第四半导体开关连接在第四二极管和第五二极管之间的连接点与第二中性直流端子之间。第五半导体开关和第六半导体开关串联连接在第二开关支路的第二负直流端子和第二交流端子之间。第六二极管连接在第五半导体开关和第六半导体开关之间的连接点与第二中性直流端子之间。
根据本实施例，第二开关和第二二极管的串联连接被装配以形成第一单独半导体模块，并且第五二极管和第五半导体开关的串联连接被装配以形成第二单独半导体模块。第一开关支路和第二开关支路的第一正直流端子和第二正直流端子、第一负直流端子和第二负直流端子、第一中性直流端子和第二中性直流端子以及第一交流端子和第二交流端子分别连接至彼此。
该替选实施例具有与完整的开关支路构建在分开的基板上的实施例相似的优点，但是更有效，因为内部开关彼此分开地装配在基板上并且与剩余电路系统的基板分开。
为了对出现的电压尖峰或阻尼振铃进行钳位，从而减少系统中的噪声，或实现两者，包括至少一个电容器的缓冲电路可以并联连接至第二开关和第二二极管的串联连接。
根据另一有利实施例，至少一个附加电容器(其可以是电解电容器)并联连接至缓冲电容器。此外，第一电感器可以连接在缓冲电容器与第一二极管和第二二极管之间。
根据另一个有利实施例，附加电感器和二极管与缓冲电容器串联连接。此外，附加电感器和二极管也可以与缓冲电容器和附加电容器的并联连接进行串联连接。
附图说明
将附图并入本说明书并且形成说明书的一部分，以说明本发明的几个实施例。这些附图与说明书一起用于解释本发明的原理。附图仅仅是为了说明如何制造和使用本发明的优选示例和替选示例的目的，而不应被解释为将本发明限制于仅示出和描述的实施例。
此外，实施例的几个方面可以个别地或以不同的组合形成根据本发明的解决方案。从以下如附图中所示的对本发明的各个实施例的更具体的描述中，其他特征和优点将变得明显，在附图中类似的附图标记指代类似的元件，并且其中：
图1是根据本发明的第一实施例的三电平转换器的两个分开的开关支路的电路图；
图2是示出负载连接的三电平dc-ac应用中的图1的三电平转换器的电路图；
图3是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中mosfet被设置作为内部开关；
图4是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中反向偏置二极管被设置成与igbt反并联；
图5是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中mosfet被设置作为内部开关；
图6是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中两个开关支路形成分割输出；
图7是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中scr被设置作为外部开关；
图8是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中scr被设置作为外部开关，并且mosfet被设置作为内部开关；
图9是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中scr被设置作为外部开关，并且mosfet被设置作为具有包括同步整流的可能性的内部开关；
图10是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中scr被设置作为外部开关和中性点开关；
图11是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图；
图12是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图；
图13是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中内部开关被装配在分开的基板上；
图14是根据本发明的另一实施例的三电平转换器的电路图，其中内部开关被装配在分开的基板上；
图15是使用升压器和anpc的示例性光伏应用的电路图；
图16是没有升压器的示例性光伏应用的电路图；
图17是具有pfc和anpc的示例性ups(不间断电源)应用的电路图；
图18是具有浮置电容器的anpc的电路图；
图19是在两个换向状态下的传统三电平anpc转换器的电路图。
具体实施方式
现在将参照附图更详细地解释本发明。首先参照图1，示出了根据本发明的第一有利实施例的三电平anpc转换器100。三电平anpc转换器100包括两个分开的开关支路102、开关支路104，其可以被独立地装配在分开的基板上并且可以连接至彼此以形成完整的转换器电路。根据本发明，anpc转换器电路以每个子电路输出仅负载电路的一个方向的方式被分割。
特别地，第一开关支路102包括串联连接在第一正直流端子dc+1和第一交流端子ac1之间的第一半导体开关t1和第二半导体开关t2。第一二极管d1连接在第一半导体开关和第二半导体开关之间的连接点106与第一中性直流端子n1之间。第二二极管d2和第三二极管d3串联连接在第一负直流端子dc-1和第一交流端子ac1之间。第三半导体开关t3连接在第二二极管d2和第三二极管d3之间的连接点108与第一中性直流端子n1之间。
在下文中，连接至ac端子的开关被称为“内部开关”，而连接至正dc端子和负dc端子的开关称为“外部开关”。
根据本发明，该第一开关支路102仅在一个方向上传导在交流端子ac1处输出的负载电流。
为了在相反方向上传导负载电流，第二开关支路104包括串联连接在第二开关支路104的第二正直流端子dc+2和第二交流端子ac2之间的第四二极管d4和第五二极管d5。第四半导体开关t4连接在第四二极管和第五二极管之间的连接点110与第二中性直流端子n2之间。第五半导体开关t5和第六半导体开关t6串联连接在第二负直流端子dc-2和第二交流端子ac2之间。第六二极管d6连接在第五半导体开关t5和第六半导体开关t6之间的连接点112与第二中性直流端子n2之间。
取决于负载电流的方向，换向路径位于承载第一开关支路102的基板上或者位于承载第二开关支路104的基板上。
根据图1所示的实施例，所有半导体开关由绝缘栅双极晶体管(igbt)形成。然而，如从以下实施例将会明显，也可以有利地使用其它半导体开关。
图2示意性地示出了两个开关支路102和104是如何互连以形成anpc转换器100。特别地，第一正直流端子dc+1和第二正直流电流端子dc+2连接至彼此以形成公共正直流端子dc+。第一负直流端子dc-1和第二负直流端子dc-2连接至彼此以形成公共负直流端子dc-。第一中性直流端子n1和第二中性直流端子n2互连以形成公共中性端子n。此外，第一交流端子ac1和第二交流端子ac2互连以提供输出交流ac。
有利地，具有分割开关支路的本发明的布置消除了交叉传导效应，并且此外，借助于电路的最佳分布使电力模块或集成在电力模块中的基板分开来最小化寄生效应。根据本发明，图1所示的开关支路102、开关支路104可以被装配在公共壳体内的分开的基板上，或者可以由分开容置的半导体模块形成。
图3中示出了图1和图2所示的电路布置的有利变型。根据本实施例，三电平anpc转换器100包括作为内部开关的两个mosfett2、t5。mosfett2、t5的体二极管由于ac相的分割输出而被去激活。除了这种修改之外，电路与图1和图2所示的电路相同。具体地，部件t1至t3和d1至d3被布置在与承载部件t4至t6和d4至d6的基板分开的基板上。
图4中示出了也基于两个分开的开关支路102和开关支路104的另一有利实施例。根据本实施例，反向偏置二极管被设置为与连接至中性点n的igbtt3和igbtt4反并联。此外，反向偏置二极管zd1和齐纳二极管zd2的串联连接与外部开关t1和外部开关t6中的每一个反并联连接。这些二极管电路在相反方向上保护外部igbt。也可以使用瞬态电压抑制器(tvs)二极管而非齐纳二极管。在根据图4的三电平anpc转换器100中，mosfet体二极管被阻塞。
图5中示出了本发明的第二实施例，其中三电平anpc转换器100不包括在先前电路布置中分别连接在负dc端子dc-和二极管d2之间以及正dc端子dc+和二极管d5之间的第三二极管d3和第四二极管d4。内部开关t2、t5包括mosfet。对于无功功率，mosfet体二极管未被阻塞。此外，通过将反向二极管d7、d8分别设置为与外部igbt开关t1和t6反并联，使得能够实现mosfet的同步整流模式。
图6中示出了图1和图2所示的三电平anpc转换器100的进一步修改。根据该变型，内部开关t2、t5包括mosfet。外部开关t1、t6包括igbt，该igbt与二极管d7和二极管d8反并联连接，以便提供反向保护。对于无功功率，mosfet的体二极管未被阻塞，并且通过二极管d7和二极管d8使得能够进行同步整流。
与先前示出的电路布置相比，第一交流端子ac1和第二交流端子ac2不直接连接至负载电感器l1，而是分别经由将分割的ac输出彼此分开的另外的电感器ls1和电感器ls2连接至负载电感器l1。这些电感器可以例如由因导线接合、基板上的导电引线以及基板之间的互连元件和桥引起的杂散电感形成。
图7中示出了基于图1和图2所示的构思的三电平anpc转换器100的进一步修改。根据本实施例，可控硅整流器(scr)被使用作为外部开关scr1、scr2。scr或晶闸管是被广泛用于控制或切换电力并且通常是高电压ac或dc电路的装置。scr具有三个端子：阳极、阴极和栅极。当主电流在阳极和阴极之间流动时，栅极是控制端子。在操作中，scr最初不会进行传导。它需要一定水平的电流在栅极流动以“点燃”它。一旦点燃，scr将保持传导直到去除阳极和阴极两端的电压，这明显发生在scr传导的半周期结束时。作为整流器动作的结果，下半个周期将被阻塞。然后，将需要栅极电路中的电流再次点燃scr。
针对根据本发明的anpc转换器使用scr的优点主要可以在减少成本并且提高转换器的效率中看出。
图8中示出了具有作为外部开关的scr的另外的三电平anpc转换器100。根据本实施例，内部开关t2和内部开关t5包括其体二极管被完全去激活的mosfet。
此外，附加的反并联二极管d7和反并联二极管d8也可以与scrscr1和scr2反并联连接。因此，mosfett2和mosfett5的体二极管使得能够进行同步整流。这在图9中示出。
三电平anpc转换器100的另一替选具有作为外部开关和作为中性点开关scr3、scr4的scr。该实施例在图10中示出。
图11中示出了根据本发明的三电平anpc转换器100的又一有利实施例。在这种布置中，内部开关各自包括具有用于反向保护的反并联二极管的两个并联igbtt2a、t2b和t5a、t5b。此外，开关t2a和开关t5a也可以包括igbt，并且开关t2b和开关t5b可以包括mosfet。
有利地，这些igbt是具有低压降的快速部件，使得可以减少开关损耗和静态损耗。
图12中示出了使用并联快速和低压降开关用于减少开关损耗和静态损耗的构思的三电平anpc转换器100的另一布置。根据本实施例，并联的内部开关t2c和内部开关t5c分别连接在第一交流端子ac1与正直流端子dc+以及第二交流端子ac2与负直流端子dc-之间。
现在将参照图13解释根据本发明的三电平anpc转换器200的另一实施例。与先前实施例的主要区别可以在并非完整的开关支路被布置在不同的基板上的事实中看出。相反，本实施例基于将连接至第一交流端子ac1和第二交流端子ac2的内部开关分割，并且将它们布置在分开的基板上或者在一个或更多个分开的壳体中。此外，剩余电路部件可以被装配在再一个或更多个分开的基板上。
从图13中可以看出，第一半导体开关scr1和第二半导体开关t2串联连接在正直流端子dc+和第一交流端子ac1之间。第一二极管d1连接在第一半导体开关scr1和第二半导体开关t2之间的连接点与中性直流端子n之间。第二二极管d2和第三二极管d3串联连接在负直流端子dc-和第一交流端子ac1之间。第三半导体开关scr3连接在第二二极管d2和第三二极管d3之间的连接点与中性直流端子n之间。
第二开关支路包括串联连接在正直流端子dc+和第二交流端子ac2之间的第四二极管d4和第五二极管d5。第四半导体开关scr4连接在第四二极管d4和第五二极管d5之间的连接点与中性直流端子n之间。第五半导体开关t5和第六半导体开关scr6串联连接在负直流端子dc-与第二交流端子ac2之间。第六二极管d6连接在第五半导体开关t5和第六半导体开关scr6之间的连接点与中性直流端子n之间。
根据本发明，第二开关t2和第二二极管d2的串联连接被装配以形成第一单独半导体模块，并且第五二极管d5和第五半导体开关t5的串联连接被装配以形成第二单独半导体模块。如参照图6所解释的，第一开关支路和第二开关支路的第一交流端子ac1和第二交流端子ac2经由附加电感器ls1、ls2连接至彼此。
外部开关和中性点开关(例如以50hz操作)由scr形成，而内部开关包括igbt。
此外，包括电容器c3和两个电感器l2、l3的缓冲电路114被插入在内部开关和外部开关之间。缓冲电路114有利地对出现的电压尖峰或阻尼振铃进行钳位，从而减少系统中的噪声。
该布置有利地包括以下特征：电容器c3闭合换向回路并提供由晶体管t2和晶体管t5的切换引起的纹波电流。
图14中示出了根据本发明的三电平anpc转换器200的进一步修改。本质上，该转换器与图13所示的结构对应，除了外部开关包括igbtt1、t6之外。此外，三电平anpc转换器200包括具有与电容器c3串联连接的电感l4和二极管d10的不对称缓冲电路114。电感器l4以类似于脉冲阻塞扼流圈的方式工作，并且确保二极管d10正向偏置。此外，电感器l4有利地允许存储在电容器c3中的能量再生。在这种情况下，电容器的电压必须高于晶体管t2和二极管d2的串联连接两端的电压。
图15、图16和图17中示出了典型的三相应用，其中anpc的使用是有益的，其中，示出了三相应用中的仅一相。
在图15中，示出了包括对称升压器(l1、l2、d1、d2、t1、t2)和作为逆变器的anpc的典型光伏应用。例如为电解电容器的直流链(dc-link)电容器c3并联连接至缓冲电容器c4。这种布置的好处是缓冲电容器c4闭合高频换向回路，并且直流链电容器c3闭合低频换向回路。两个换向回路都被最小化并且形成为具有到快速开关半导体开关的低电感连接。
图16中示出了应用示例的进一步修改。本质上，该应用与图15中所示的布置对应，除了不使用升压电路之外。
图17中示出了根据本发明的结构的进一步修改，其中输入级由网格连接的pfc电路(由电感器l1、晶体管t1和晶体管t2以及二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6形成)替换。这种布置可以在所有逆变器应用例如不间断电源(ups)中使用。anpc的原理保持与图15和图16中相同。
图18中示出了具有浮置电容器的anpc结构作为本发明的另一有利实施例。在该图中，描述了所有三相，每个相分别连接至输出电感器l1、l1'、l1”。根据本实施例，电容器c1、c1'、c1”中的每一个仅连接在相应的输出桥处。换句话说，电容器c1、c1'、c1”浮置。在正半波期间，电容器c1、c1'、c1”连接在dc+和n之间。在负半波期间，电容器c1、c1'、c1”连接在n和dc-之间。由于在由开关s1、s2、s3和s4形成的输入电路中没有存储的能量，所以所有瞬态开关集中在输出桥(由ts1、ts2、td1、td2形成)中。所有无功功率也在输出桥(ts1、ts2、td1、td2)和电容器c1中处理。将所有瞬态电流集中到输出电路使得较容易实现低电感和改进的emi行为。
针对正半波和负半波具有分开输出的分割拓扑是可选的。该特征改进了栅极驱动设计，因为外部电感(可能只是外部互连的寄生电感)减小在栅极接通向关断切换时快速dv/dt的电容耦合，并且在没有负栅极供应的情况下减少交叉传导。
此外，包括电容器c2、电阻器r和二极管sd1的电路可选地形成缓冲电路以减少并再生输出桥(ts1、ts2、td1、td2)的开关损耗。
在图18中示出的实施例中，用线路频率(例如50hz或60hz)对半导体开关s1、s2、s3和s4进行切换。
总之，本发明有利地提供了在一个或更多个壳体中被分割为两个或更多个基板而没有动态行为的缺点的三电平anpc转换器。特定开关的固有二极管可以被去激活，从而消除开关输出电荷。这样会减少有源开关的接通损耗。
通过对一个开关单元(上面也称为开关支路)组合不同的开关技术，可以以适中的成本减少开关损耗。
此外，通过使两个串联连接的开关旁路，提供充足的阻塞电压的并联开关，可以进一步减少传导损耗。最后，对低频开关使用scr降低了anpc转换器的成本。
根据本发明的三电平anpc转换器可以与电力模型一起有利地用于任何类型的三电平操作，用于dc-ac逆变器例如用于太阳能系统、不间断电力系统(ups)等，以及用于双向电池管理即ac-dc和dc-ac转换。
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