专利名称：转换器装置、马达驱动用模块以及冷冻机的制作方法
技术领域：
本发明涉及将三相交流变换为直流的转换器装置、马达驱动用模块以及冷冻机。
背景技术：
将三相交流变换为直流的转换器装置例如被用于电动机驱动用逆变器装置、电池充放电装置、冷冻机(空调、冰箱等)。在这些转换器装置使用三相二极管整流器的情况下，发生大量的电源电流高次谐波，对电力系统的影响成为社会问题。近年来，以IEC (国际电气标准会议)的高次谐波标准(IEC61000 — 3 — 2 (相电流〈16A)和IEC61000 - 3 - 12 (16A〈相电流〈75A))为首，制定了欧州、中国、日本国内的高次谐波标准。预计今后需要这些装置的电源高次谐波对策。
另一方面，虽然能够使用由6个半导体功率元件构成的三相PWM转换器，来进行输入电流的高次谐波降低和输出直流电压的稳定化控制，但需要大量的半导体功率元件和复杂的控制单元，所以存在装置的成本大幅增加这样的问题。特别是，空调、通用逆变器以及电动车用充电装置等民用、工业用装置都重视产品成本，所以期望廉价的高次谐波对策。以往，作为三相转换器装置的廉价的高次谐波对策，提出了例如如〔专利文献I〕和〔专利文献2〕中记载的那样，在三相二极管整流器的输入侧设置交流电抗器和三个双向通电类型开关，仅在各相电源电压的零交叉附近，使双向通电类型开关接通，从而改善输入电流的方法。现有技术文献专利文献I :日本专利第3422218号公报专利文献2 日本专利第2857094号公报
发明内容
在〔专利文献I〕记载的技术中，为了满足高次谐波标准，需要大的交流电抗器，从而无法避免装置的大型化、成本上升。特别是，交流电抗器的电阻的热损失与输入电流存在平方关系，所以在高负载运转时，有可能导致电抗器发热、装置效率降低。另外，在〔专利文献2〕中，虽然能够增加双向通电类型开关的0N/0FF动作次数，实现交流电抗器的小型化，但整流二极管必须使用高速恢复类型，所以存在成本增加、无法原封不动地使用以往的二极管整流电路的问题。因此，本发明提供一种即使不采用大型的交流电抗器、高速二极管，也能够对应于高次谐波标准的转换器装置、马达驱动用模块、冷冻机。为了解决所述课题，本发明提供一种转换器装置，将三相交流变换为直流，其特征在于，具备三相二极管桥；多个平滑电容器，设置于该三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间且被串联地连接；两个环流二极管，与所述三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接；电抗器，插入到该两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间；三个双向通电开关，设置于所述三相二极管桥的交流侧与所述两个环流二极管的中点之间；以及控制器，控制该三个双向通电开关，其特征在于，所述转换器装置控制所述三个双向通电开关。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，在所述三个双向通电开关的0N/0FF控制中，根据由电压检测单元检测出的电压信号，推测电源相位、电源相序、电源频率、电源电压中的至少一个的信息，根据所推测出的信息，调整所述双向通电开关的0N/0FF控制信号，上述电压检测单元对所述三相二极管桥的交流侧与所述平滑电容器的负的端子之间的电压进行检测。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，
通过由所述电压检测单元检测出的电压信号与电压规定值的比较，推测电源相位、电源相序、电源频率、电源电压中的至少一个的信息。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，使用由所述电压检测单元检测出的电压信号的振幅值或者平均值，将所述电压规定值调整为所述电压信号的振幅值的约1/4 1/3。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于， 在所述三个双向通电开关的0N/0FF控制中，使用由所述电压检测单元检测出的电压信号，推测电源相位，根据所推测出的相位，使用预先设定的调制波表格来制作调制波，通过与载波的比较，生成所述三个双向通电开关的0N/0FF控制信号。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，在所述三个双向通电开关的0N/0FF控制中，使用直流负载的负载信息，调整所述调制波的大小和前后位置，依照直流负载变动而调整所述三个双向通电开关的0N/0FF控制信号。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，构成所述三相二极管桥的二极管使用通用整流二极管。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，所述环流二极管使用通用二极管。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，插入到所述两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间的电抗器的大小是能够抑制所述三个双向通电开关的过大的接通电流的容量。进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，使用所述三相二极管桥的直流侧电压(Ed)、构成三相二极管桥的二极管的恢复时间(Trr)、以及所述双向通电开关的额定电流(Isw)，通过下式计算插入到所述两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间的电抗器的电感值(L )，L=EdX Trr/Iswo进而，本发明在转换器装置中，其特征在于，插入到所述两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间的电抗器的电流容量设定为所述交流电抗器的约1/4以下。另外，为了解决所述课题，本发明提供一种马达驱动用模块，对三相交流进行变换并供给到马达，其特征在于，具备三相二极管桥；多个平滑电容器，设置于该三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间且被串联地连接；两个环流二极管，与所述三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接；电抗器，插入到该两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间；三个双向通电开关，设置于所述三相二极管桥的交流侧与所述两个环流二极管的中点之间；以及控制器，控制该三个双向通电开关，其特征在于，所述马达驱动用模块控制所述三个双向通电开关。另外，为了解决所述课题，本发明提供一种冷冻机，对三相交流进行变换并供给到马达，其特征在于，具备三相二极管桥；多个平滑电容器，设置于该三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间且被串联地连接；两个环流二极管，与所述三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接；电抗器，插入到该两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间；三个双向通电开关，设置于所述三相二极管桥的交流侧与所述两个环流二极管的中点之间；以及控制器，控制该三个双向通电开关，其特征在于，所述冷冻机控制所述三个双向通电开关。根据本发明，通过控制双向通电开关来降低电源电流的高次谐波分量，通过插入于两个环流二极管的中点与平滑电容器的中点之间的电抗器，抑制三个双向通电开关接通时的三相二极管桥的逆恢复电流，通过两个环流二极管，抑制三个双向通电开关断开时的过电压。
根据本发明，能够提供一种即使不采用大型的交流电抗器、高速二极管，也能够对应于高次谐波标准的转换器装置、马达驱动模块以及冷冻机。
图I是本发明的一个实施方式的转换器装置的结构图。图2是本发明的一个实施方式的转换器装置的双向通电开关、以及驱动电路的结构图。图3是本发明的一个实施方式的转换器装置的控制部的功能块结构图。图4是电源电压和各相的调制波形图。图5是本发明的一个实施方式的转换器装置的双向通电开关接通时的等价电路图。图6是本发明的一个实施方式的有电抗器时的转换器装置的双向通电开关接通时的等价电路图。图7是本发明的一个实施方式的转换器装置的双向通电开关的电流波形图。图8是本发明的一个实施方式的有电抗器时的转换器装置的双向通电开关的电流波形图。图9是本发明的一个实施方式的马达驱动装置的结构图。图10是电源相位和检测电压信号波形图。图11是本发明的一个实施方式的转换器装置的控制部的电源相位运算器的功能块结构图。图12是本发明的一个实施方式的马达驱动装置的结构图。图13是本发明的一个实施方式的马达驱动模块的外观图。图14是本发明的一个实施方式的冷冻机的结构图。(符号说明)I :三相交流电源；2 :三相交流电抗器；3 :三相二极管桥；4 :平滑电容器；5 :电抗器；6、7 :环流二极管；8 :直流负载；9 :电源相位检测单元；10 :双向通电开关；11、111 :控制器；12 :单相二极管桥；13 :半导体功率元件；14 :绝缘单元；15 :驱动电路；16 :调制波表格；17 :调制波调整器；18 :PWM控制器；19 :调整量表格；20 :载波发生器；21 :U相电源电压波形；22 :V相电源电压波形；23 :W相电源电压波形；24 :与U相对应的调制波形；25 :与V相对应的调制波形；26 :与W相对应的调制波形；27 :通电电流波形；30 :电源相位波形；31 与U相对应的检测电压波形；32 :与V相对应的检测电压波形；33 :与W相对应的检测电压波形；40 A/D变换器；41 :比较器；42 :上升沿检测器；43 :相位误差运算器；44 PI控制器；45 :相位运算器；100 :逆变器；101 :逆变器控制器；102 :马达；105 :转换器/逆变器控制器；109 :分压电阻；120 :直流电压检测用分压电阻；121 :分流电阻；122 :放大器；200 :模块；201 :控制部基板；202 :半导体元件；203 :个人电脑；300 :冷冻机；301、302 :热交换器；303,304 :风扇；305 :压缩机；306 :配管；307 :马达驱动装置；308 :压缩机用马达。
具体实施例方式以下，使用附图来说明本发明的实施例。
实施例I以下，示出本发明的三相转换器装置的结构和控制的实施例。图I是本发明的第I实施方式的转换器装置的结构图。该转换器装置具备三个交流电抗器2，与三相交流电源I连接；三相二极管桥3，由六个二极管构成；多个平滑电容器4，设置于三相二极管桥3的直流侧且被串联连接；两个环流二极管6和7，与三相二极管桥3的直流侧的正、负端子连接；电抗器5，插入到环流二极管6和7的中点与平滑电容器的中点之间；三个双向通电开关10，连接于所述三相二极管桥3的交流输入侧与所述环流二极管6和7的中点之间；控制器11，控制三个双向通电开关10 ;以及电源相位检测单元9。在直流侧的多个平滑电容器4中，串联地连接相同容量的电容器，并制作直流电压的中点。如后述图2所示，三个双向通电开关10能够由单相二极管桥12和I个半导体功率元件13 (MOSFET, IGBT元件)构成。图2示出构成双向通电开关10的半导体功率元件13结构的一个例子。如图2所示，这些半导体功率元件的驱动端子经由光耦合器、变压器等绝缘单元14而与驱动电路15连接，以实现与控制器11的电气绝缘。另外，控制器11使用个人电脑(微型计算机)或者DSP (数字信号处理器)等半导体运算元件，处理来自电源相位检测单元9的电源相位、和来自负载8的负载信息，产生各半导体功率元件的0N/0FF控制信号。图3是控制器11的功能块结构图，各功能由个人电脑的程序实现。具体而言，根据所检测到的电源相位e s，使用预先设定的调制波表格16，制作三相调制波。进而，根据负载信息，使用预先设定的调整量表格19，调整调制波的前后位置和大小。图4示出各相的电源电压波形21、22、23和在个人电脑内部存储器中预先设定的各相的三相调制波表格波形24、25、26的一个例子。这些调制波表格是事先在规定条件下通过仿真、实机实验而制作的。另外，在电源输入电流变化的情况下，为了维持高次谐波抑制效果，需要调整对应的调制波。作为简单的实现法，如图3所示，使用预先设定的调整量表格19，求出相位调整量0 s_adj和增益Km，调整调制波的前后位置和大小。最后，在PWM控制器18中，通过比较调整后的调制波Mu、Mv、Mw与载波(三角波或者锯齿波)，输出PWM (Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制信号，控制所述双向通电功率元件13的0N/0FF。通过上述PWM控制，即使采用小型的交流电抗器，也能够降低电流高次谐波，所以能够实现装置体积和成本的降低。图5、图6示出在三相二极管桥的与U相对应的上支路的二极管为正向通流状态下，与U相对应的双向通电开关接通时的等效电路。在图5所示的没有插入到环流二极管6和7的中点与平滑电容器的中点之间电抗器的情况下，与U相对应的双向通电开关接通的瞬间，整流二极管的逆恢复时间长，所以在 双向通电开关中流过短时间的过大的电流。如果发生过大的接通电流，则引起半导体元件的可靠性降低和损失增加、以及装置发生放射噪声等恶劣影响。另一方面，如图6所示，在有电抗器的情况下，电流的变化率受到限制，所以能够抑制过大的电流。图7、图8示出图5、图6所示的电路的双向通电开关中流过的实机测定的通电电流波形27。如图8所示，确认了能够通过追加电抗器来抑制双向通电开关的接通电流。另外，在双向通电开关断开时，流过电抗器的电流经由环流二极管而返回平滑电容器，所以能够将对双向通电开关施加的电压抑制为直流电压以下，从而降低能量损失。该插入电抗器仅抑制双向通电开关的接通电流，所以根据下式求出其电感值即可。〔式I〕L= (Ed/2) XTrr/ (Isw/2) =EdXTrr/1sw此处，L是电抗器的电感值、Ed是直流电压值、Trr是三相二极管桥的二极管恢复时间、Isw是双向通电开关的额定电流。例如，在直流电压值(Ed)是500[V]、三相二极管桥的二极管恢复时间(Trr)是5[y S]、双向通电开关的额定电流(Isw)是10[A]的情况下，电抗器的电感值是下式的值左右即可。L=500 X 5/10=250 [ U H]S卩，插入电抗器的电感值也可以设定为比交流电抗器充分小(1/20以下)。另外，流过电抗器的电流仅为各元件接通状态的电流，所以电流容量也可以是装置的输入电流的约1/4以下。另外，环流二极管的电流也非常小，所以也可以采用廉价的通用品。根据以上的说明，能够通过少的成本来实现本发明的接通电流抑制电路，所以如果使用本发明，则能够实现即使采用小型电抗器和逆恢复时间长的通用整流二极管，也能够降低高次谐波的转换器装置。因此，实现产品成本和体积的削减、以及可靠性和效率的提闻。以上是本发明的三相转换器装置的结构和控制的实施例。实施例2
以下，示出本发明的马达驱动装置的实施例。图9是本发明的第2实施方式的马达驱动装置的结构。从三相交流变换直流的转换器部分与图I所示的结构相同。在转换器电路的直流输出侧，使用逆变器100和逆变器控制器101来驱动马达102。将逆变器控制器101的马达负载信息经由通信等单元传送到控制器111。控制器111使用该负载信息，调整调制波的大小和位置而控制双向通电开关10。对于这样的结构，也可以使转换器电路和逆变器电路的制造、设置分离，所以产品的设计、制造的自由度提高。特别是，由于在既存的逆变器模块、马达驱动基板上仅追加转换器部分，就能够降低电源高次谐波，所以能够削减产品的开发、制造成本。另外，在该实施例中，为了实现部件成本降低和布线简化，采用使用从分压电阻109得到的电压信号Vun、Vvn、Vwn,来检测电源相位的方式。 图10示出从分压电阻109得到的各相的检测电压波形31、32、33和电源相位波形30。根据这些波形可知，将从分压电阻109得到的电压信号与电压振幅值的约1/4 1/3的电压电平值进行比较，所得到的信号的上升沿与电源相位的0°、120°、240°大致一致。因此，能够根据这些电压信号推测电源相位。另外，还能够根据相邻上升沿的时间差来计算电源频率。进而，能够根据上述上升沿的顺序，判断三相电源相序。另外，能够运算上述电压信号的振幅值或者平均值，来推测电源电压的大小。实际上，为了进一步提高相位检测精度，使用PLUPhase — locked Loop，锁相环)处理，运算电源频率的误差Afs，对个人电脑内部的电源频率fsO的误差进行自动校正。以下，使用图11，说明运算电源相位的处理。如图11所示，使用A/D变换器40来检测各电压检测信号Vun、Vvn、Vwn，根据与电压电平值的比较，制作上升沿，求出上升沿的检测时刻的电源相位对应值(U相0°、￥相120°、1相240° )与个人电脑内部运算出的电源相位的误差，使用PI控制器44来计算频率误差Afs。该频率误差和电源频率初始设定值fsO进行加法运算，通过积分处理计算出内部电源相位。其中，在未事先设定电源的相序和频率的信息的情况下，需要在相位检测处理前，根据与各相对应的上升沿的时间差和顺序来进行判定。此处的电压电平值，也可以事先按照电源电压而设定为固定值(约相间电压振幅值的1/4 1/3)，但为了降低电源电压变动的影响，如果依照根据从所述分压电阻109得到的电压信号推测出的电源电压的大小在线调整，则能够进一步提高相位检测精度。如上所述，由于通过PLL处理自动调整电源频率的误差，所以即使存在电源频率的变动、个人电脑发振器的误差，电源相位检测误差也少。另外，在个人电脑的A/D变换器不足的情况下，即使使用2相或者I相的电压信号，也能够通过同样的处理来计算电源相位。但是，在使用I相电压信号的情况下，无法进行三相电源的相序检测。根据这样的单元、结构，仅通过分压电阻就能够检测控制中所需的电源信息，所以能够实现电路成本的降低和控制性能的提高。另外，在将本发明应用于全球产品的情况下，无需进行各地域的电源信息(电源频率、相序、电源电压等)的事先设定，所以装置的通用性和可罪性提闻。进而，还能够代替个人电脑内部A/D，而使用外部的模拟比较器(比较器)，将从分压电阻109检测到的电压信号与电压电平值进行比较来检测相位。这样的结构不使用A/D变换器、并且个人电脑内部中的数据处理简单，所以能够使用廉价的低功能个人电脑。实施例3图12是本发明的第3实施方式的马达驱动装置的结构。从三相交流变换直流的转换器部分与图I所示的结构相同。在转换器电路的直流输出侧，使用逆变器100和逆变器控制器101，驱动马达102。转换器/逆变器控制器105使用一台个人电脑。使用分压电阻109、120和分流电阻121以及放大器122，检测电源相位、直流电压和逆变器的输出电流，通过转换器/逆变器控制器105进行处理，控制转换器和逆变器。对于这样的结构，由于控制用个人电脑、基板能够共享，所以能够降低产品整体的 成本和体积。另外，逆变器和转换器的控制信息能够共享，所以能够提高整体控制性能。实施例4图13是本发明的第4实施方式的马达驱动用模块200的外观图，示出最终产品的一个方式。模块200是在控制部基板201中作为功率模块搭载有半导体元件202的马达驱动用模块，在控制部基板201中，安装上述实施例记载的电压电流检测电路、控制器。通过模块化，实现小型化，降低装置成本。另外，模块是指“规格化的构成单位”的意思，由可分离的硬件/软件的部件构成。另外，制造上，优选在同一基板上构成，但不限于同一基板。由此，也可以在内置于同一框体中的多个电路基板上构成。根据该实施例，能够实现产品整体成本削减和体积降低，所以能够提高使用本实施方式的模块的马达驱动装置的通用性和便利性。实施例5图14是使用本发明的第5实施方式的所述马达驱动用模块驱动了压缩机马达的空气调和机、冷冻机等冷冻机的结构图。冷冻机300是调节温度的装置，由热交换器301和302、风扇303和304、压缩机305、配管306、以及马达驱动装置307构成。另外，压缩机用马达308使用永磁同步马达或者三相感应马达，配置于压缩机305的内部。马达驱动装置307将交流电源变换为直流，提供给马达驱动用逆变器，驱动马达。通过使用第4实施方式的转换器/逆变器模块，即使采用小型的交流电抗器和通用二极管，也能够通过少的成本实现电源电流的高次谐波降低和功率系数的提高，所以能够满足高次谐波标准。
权利要求
1.一种转换器装置，将三相交流变换为直流，其特征在于，具备 三个交流电抗器，与供给所述三相交流的电源连接； 三相二极管桥； 多个平滑电容器，设置于该三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间，该多个平滑电容器被串联地连接； 两个环流二极管，与所述三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接； 电抗器，插入到该两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间； 三个双向通电开关，设置于所述三相二极管桥的交流侧与所述两个环流二极管的中点之间；以及 控制器，控制该三个双向通电开关， 所述转换器装置控制所述三个双向通电开关。
2.根据权利要求I所述的转换器装置，其特征在于， 在所述三个双向通电开关的ΟΝ/OFF控制中， 根据由电压检测单元检测出的电压信号，推测电源相位、电源相序、电源频率、电源电压中的至少一个的信息，根据所推测出的信息，调整所述双向通电开关的ON/OFF控制信号， 其中，该电压检测单元对所述三相二极管桥的交流侧与所述平滑电容器的负的端子之间的电压进行检测。
3.根据权利要求I或者2所述的转换器装置，其特征在于， 通过由所述电压检测单元检测出的电压信号与电压规定值的比较，推测电源相位、电源相序、电源频率、电源电压中的至少一个的信息。
4.根据权利要求3所述的转换器装置，其特征在于， 使用由所述电压检测单元检测出的电压信号的振幅值或者平均值，将所述电压规定值调整为所述电压信号的振幅值的约1/Γ1/3。
5.根据权利要求I或者2所述的转换器装置，其特征在于， 在所述三个双向通电开关的ΟΝ/OFF控制中， 使用由所述电压检测单元检测出的电压信号，推测电源相位，根据所推测出的电源相位，使用预先设定的调制波表格来制作调制波，通过与载波的比较，生成所述三个双向通电开关的ΟΝ/OFF控制信号。
6.根据权利要求5所述的转换器装置，其特征在于， 在所述三个双向通电开关的ΟΝ/OFF控制中， 使用直流负载的负载信息，调整所述调制波的大小和前后位置， 依照直流负载变动，调整所述三个双向通电开关的ΟΝ/OFF控制信号。
7.根据权利要求I所述的转换器装置，其特征在于， 构成所述三相二极管桥的二极管使用通用整流二极管。
8.根据权利要求I所述的转换器装置，其特征在于， 所述环流二极管使用通用二极管。
9.根据权利要求I所述的转换器装置，其特征在于， 插入到所述两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间的电抗器的大小是能够抑制所述三个双向通电开关的过大的接通电流的容量。
10.根据权利要求I或者9所述的转换器装置，其特征在于， 使用所述三相二极管桥的直流侧电压Ed、构成三相二极管桥的二极管的恢复时间Trr、以及所述双向通电开关的额定电流Isw，通过下式计算插入到所述两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间的电抗器的电感值L，L=EdX Trr/Isw。
11.根据权利要求I所述的转换器装置，其特征在于， 插入到所述两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间的电抗器的电流容量被设定为所述交流电抗器的约1/4以下。
12.一种马达驱动用模块，对三相交流进行变换并供给到马达，其特征在于，具备 三相二极管桥； 多个平滑电容器，设置于该三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间，该多个平滑电容器被串联地连接； 两个环流二极管，与所述三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接； 电抗器，插入到该两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间； 三个双向通电开关，设置于所述三相二极管桥的交流侧与所述两个环流二极管的中点之间；以及 控制器，控制该三个双向通电开关， 所述马达驱动用模块控制所述三个双向通电开关。
13.—种冷冻机，对三相交流进行变换并供给到马达，其特征在于，具备 三相二极管桥； 多个平滑电容器，设置于该三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间，该多个平滑电容器被串联地连接； 两个环流二极管，与所述三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接； 电抗器，插入到该两个环流二极管的中点与所述平滑电容器的中点之间； 三个双向通电开关，设置于所述三相二极管桥的交流侧与所述两个环流二极管的中点之间；以及 控制器，控制该三个双向通电开关， 所述冷冻机控制所述三个双向通电开关。
全文摘要
本发明提供与高次谐波标准对应的三相转换器装置。本发明的转换器装置，其特征在于，具备三个交流电抗器；三相二极管桥；多个平滑电容器，设置于三相二极管桥的直流输出侧与直流负载之间且串联地连接；两个环流二极管，与三相二极管桥的直流侧的正、负端子分别连接；电抗器，插入到两个环流二极管的中点与平滑电容器的中点之间；三个双向通电开关，设置于三相二极管桥的交流侧与两个环流二极管的中点之间；以及控制器，控制三个双向通电开关，控制三个双向通电开关，降低电源电流的高次谐波分量，通过插入到两个环流二极管的中点与平滑电容器的中点之间的电抗器，抑制三个双向通电开关接通时的三相二极管桥的逆恢复电流。
文档编号H02M7/12GK102783007SQ20108006502
公开日2012年11月14日 申请日期2010年3月31日 优先权日2010年3月31日
发明者李东昇, 能登原保夫 申请人:日立空调·家用电器株式会社, 株式会社日立产机系统