本说明书中公开的发明涉及一种根据负荷的轻重来切换pwm方式和pfm方式的dc/dc转换器。
背景技术：
目前，在便携式电子设备中装载电池作为驱动电源。电池的输出电压由于设备的使用和放电而下降，因此在电子设备中设置将电池的电压转换为固定电压的直流电压转换电路(dc/dc转换器)。便携式电子设备中使用小型且转换效率高的同步整流方式的dc/dc转换器。同步整流方式的dc/dc转换器一般是pwm(脉宽调制：pulsewidthmodulation)方式的dc/dc转换器，具备主开关晶体管和同步用晶体管，对两个晶体管进行交替接通断开控制。即，接通主开关晶体管，从输入侧向输出侧提供能量，断开该主开关晶体管，释放累积在扼流电感器中的能量。此时，与累积在扼流电感器中的能量被释放到负荷侧的定时同步地断开同步用晶体管。然后根据输出电压或输出电流来控制驱动主开关晶体管的脉冲信号的脉冲宽度，由此将输出电压保持为大致恒定。
但是，在上述dc/dc转换器中，在将电池的电压进行电压转换时，在从电力供给量多的重负荷到电力提供量少的轻负荷的宽范围的负荷区域中，要求高转换效率。但是，在轻负荷时，一般知道在驱动主开关晶体管时所产生的dc/dc转换器的功率损耗与负荷的消耗电力相比相对较大，因此转换效率会显著降低。
因此，为了改善轻负荷时的转换效率的下降，提出一种在轻负荷时从pwm方式切换为pfm方式(脉冲频率调制：pulsefrequencymodulation)的dc/dc转换器。在该dc/dc转换器中，在包括重负荷时的通常动作时以pwm方式驱动，在轻负荷时以pfm方式驱动。该pfm方式有真pfm方式和伪pfm方式，真pfm方式根据dc/dc转换器的输出电压来控制提供给主开关晶体管的驱动信号的开关频率，伪pfm方式将提供给主开关晶体管的驱动信号的开关频率设为恒定，根据dc/dc转换器的输出电压来使开关动作的间隔变长。在任何一个pfm方式中，轻负荷时的开关频率都比pwm方式小，因此能够降低dc/dc转换器的功率损耗，能够抑制轻负荷时的转换效率的下降。
另外，作为与上述相关的现有技术，能够举出日本特开2012-60883号公报(以下称为专利文献1)。
另外，目前为了在dc/dc转换器中实现高效率，除了pwm控制，还导入了无负荷时或轻负荷时的sllm(simplelightloadmode：简单轻载模式)控制。根据采用了该sllm控制技术的dc/dc转换器，对表示流过电感器的电流的检测值的电流检测电压赋予补偿电压，从而在输出电压与基准电压之间的差变小的无负荷时或轻负荷时，在比较器中确认电流检测电压的大小比输出电压与基准电压之间的差要大。此时，能够将接通开关元件的振荡器的振荡器信号设为无效，因此能够间歇控制开关元件的开关动作直到输出电压与基准电压之间的差变大为止。因此，不需要设为附加用于间歇控制的比较器的结构，所以在轻负荷时或无负荷时，效率比当前模式的pwm控制的dc/dc转换器会得到改善，并且能够实现装置的小型化。
另外，作为与上述相关的现有技术，能够举出国际公开wo2005/078910号公报(以下称为专利文献2)。
另外，目前知道一种即使在轻负荷时也会提供具有高效率的开关调节器的技术。例如通过误差放大器的输出信号来控制振荡器的振荡频率，使用该振荡器的输出信号来控制开关元件的接通、断开，从而能够在轻负荷时较低地抑制振荡频率，能够降低开关损耗。
另外，作为与上述相关的现有技术，能够举出日本特开2012-257408号公报(以下称为专利文献3)。
但是，在专利文献1的dc/dc转换器的pwm方式和pfm方式的切换中，负荷电流的大小依赖于输入输出设定(输入电压与输出电压的差)而产生波动这样的不良。
另外，在采用了专利文献2的sllm控制技术的dc/dc转换器中，在轻负荷时或无负荷时，难以维持dc/dc转换器的高效率，并且输出电流值越小越产生更低的效率。
另外，在专利文献3所公开的方式中，不是直接检测负荷电流来控制振荡频率，而是由于非同步控制而产生不能够实现定量控制的不良。因此会产生定期的摇摆，从而在进入音频区域时会产生听到鸣叫的不良。
技术实现要素：
本说明书中公开的发明以消除上述故障为目的，提供一种dc/dc转换器，定量地检测负荷电流，控制内部时钟，从而判定负荷的轻重状态，切换pwm方式和pfm方式，能够提高电源的转换效率，并且该dc/dc转换器省空间，不发出鸣叫。
因此，本说明书中公开的dc/dc转换器具备：开关元件，其与输入电压连接，进行接通/断开动作；驱动电路，其进行上述开关元件的接通/断开控制；电感器，其通过上述开关元件来控制电流；平滑电容器，其与上述电感器连接，与上述电感器一起进行整流动作；振荡器，其生成使上述驱动电路动作的方波信号；以及输出电流检测部，其检测流过上述开关元件或上述电感器的输出检测电流，上述振荡器构成为，当上述输出检测电流为预定值以上时，以固定的振荡频率来生成上述方波信号，当上述输出检测电流为预定值以下时，以比上述固定的振荡频率低且与上述输出检测电流成比例的振荡频率来生成上述方波信号。
另外，本说明书中公开的电源控制装置具有生成方波信号的振荡器和与上述方波信号同步地驱动dc/dc转换器的开关输出级的驱动电路，上述振荡器在流过上述开关输出级的输出检测电流比预定值大时，将上述方波信号的振荡频率设为固定值，在上述输出检测电流比上述预定值小时，上述输出检测电流越小越使上述方波信号的振荡频率从上述固定值下降。
附图说明
另外，以下通过继续最优方式的详细说明和与此相关的附图会进一步明确关于本发明的其他特征、要素、步骤、优点以及特征。
图1表示与本发明的dc/dc转换器相关，电流模式同步整流降压型的dc/dc转换器的电路图。
图2表示图1的dc/dc转换器的输出部的信号波形图。
图3表示与本发明的dc/dc转换器相关，电流模式同步整流升压型的dc/dc转换器的电路图。
图4是表示图1、图2的振荡器的振荡频率fosc与负荷电流il的关系的图。
图5是表示在图1、图2中，通过恒电流icc和线性电流ic1的和来决定响应输出检测电流isense的变化而生成的振荡器电流iosc1的情况的图。
图6是表示在图1、图2中，通过线性电流ic1和恒电流icc的差来决定响应输出检测电流isense的变化而生成的振荡器电流iosc2的情况的图。
图7是表示在图1、图2中，振荡器电流iosc1、iosc2与通过振荡器9生成的时钟信号clk的振荡频率fosc的关系的图。
图8是表示振荡器部oscr的一个结构例的图。
图9是用于说明振荡器部oscr的动作的时序图。
图10是表示电流源cs11的第一结构例的图。
图11是表示电流源cs11的第二结构例的图。
图12是表示电流源cs11的第三结构例的图。
图13是表示电流源cs11的第四结构例的图。
具体实施方式
<本发明的第一实施方式>
图1是表示本发明的电流模式同步整流降压型的dc/dc转换器的电路图。本结构例的dc/dc转换器1将提供给输入端子vin的输入电压vin进行降压并将希望的输出电压vout生成为输出端子vout。
本结构例的dc/dc转换器1具备开关元件t11、整流元件t12、驱动电路3、输出电流检测部4、逆电流检测电路5、反馈电压输出电路6、误差放大器7、相位补偿电路8、振荡器9、pwm比较器10、斜坡电压生成电路11、电感器l1以及平滑电容器c1。
开关元件t11是与驱动电路3、输出电流检测部4以及整流元件t12连接的p沟道型mos[metaloxidesemiconductor：金属氧化物半导体]场效应晶体管，重复接通/断开，作为控制流过电感器l1的电流的开关晶体管发挥功能。开关元件t11的源极s与输出电流检测部4连接。开关元件t11的漏极d与整流元件t12的漏极d连接。通过驱动电路3对开关元件t11的栅极g施加栅极信号gh。开关元件t11在栅极信号gh为高电平时断开，在栅极信号gh为低电平时接通。整流元件t12在开关元件t11为断开时，将电流提供给电感器l1。
整流元件t12是与开关元件t11和驱动电路3连接的n沟道型的mos场效应晶体管，作为同步整流晶体管与开关元件t11同步并互补地进行动作。整流元件t12的漏极d与开关元件t11的漏极d连接。整流元件t12与开关元件t11的公共连接点表示为节点n1。整流元件t12在开关元件t11断开时成为接通，在开关元件t11接通时为断开。整流元件t12的源极s与接地电位gnd连接。通过驱动电路3对整流元件t12的栅极g施加栅极信号gl。整流元件t12在栅极信号gl为高电平时接通，在栅极信号gl为低电平时断开。
通过使开关元件t11与整流元件t12互补地接通/断开，节点n1中出现方波的开关电压vsw。通过电感器l1和平滑电容器c1对该开关电压vsw进行平滑，在输出端子vout取出输出电压vout。电感器l1与平滑电容器c1在节点n1与接地电位gnd之间串联连接，通过节点n2表示他们的共同连接点。在节点n2中产生在平滑电容器c1中产生的电压即输出电压vout。
在本结构例的dc/dc转换器1中，使用开关元件t11、整流元件t12、电感器l1以及平滑电容器c1，由此将提供给输入端子vin的输入电压vin进行降压并形成在输出端子vout生成希望的输出的电压vout的降压型的开关输出级。
另外，在将dc/dc转换器1的结构要素(标记3～11等)集成为ic时，开关元件t11和整流元件t12可以内置在ic中，也能够外置于ic。当外置于ic时，需要用于将栅极信号gh和栅极信号gl分别进行外部输出的外部端子。另外，作为开关元件t11，能够使用n沟道型mos场效应晶体管。另外，作为开关元件t11和整流元件t12，也能够使用igbt[insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极晶体管]等。另外，开关元件t11和整流元件t12也可以由双极晶体管构成。
另外，作为开关输出级的整流方式，能够采用非同步整流方式来代替使用了整流元件t12的同步整流方式。此时，使用整流二极管d12来代替整流元件t12。此时，将整流二极管d12的阴极k与节点n1连接，并且将整流二极管d12的阳极a与接地电位gnd连接即可。
在驱动电路3中，为了防止从开关元件t11向整流元件t12流过的过大贯通电流，为了栅极信号gh不成为低电平且栅极信号gl不成为高电平，设置栅极信号gh为高电平且栅极信号gl成为低电平的区间(所谓死时间)。
进一步，驱动电路3具备根据未图示的异常保护信号使开关输出级的开关动作强制停止的功能(将输出到开关元件t11的栅极信号gh设为高电平，将输出到整流元件t12的栅极信号gl设为低电平的功能)。
输出电流检测部4检测从输入端子vin流向开关元件t11的输出检测电流isense。输出检测电流isense是与流过负荷rl的负荷电流il成比例的电流，为反映了负荷rl的状态的电流。因此通过检测输出检测电流isense的大小，能够判定负荷rl是否处于无负荷、轻负荷、中等负荷以及重负荷中任何一个的状态。
逆电流检测电路5检测流向整流元件t12的逆电流、即从电感器l1经由整流元件t12流向接地电位gnd的电流。通过检测在整流元件t12为接通期间中开关电压vsw从负切换为正的所谓的零交叉点来进行逆电流的有无的检测。在检测出预定以上的逆电流时，从逆电流检测电路5输出零交叉检测信号szc，根据该零交叉检测信号szc以断开整流元件t12的方式来生成栅极信号gl。
反馈电压生成电路6由在输出端子vout和接地电位gnd之间串联连接的电阻r1以及r2构成，从作为相互的共同连接点即节点n3输出反馈电压vfb。反馈电压vfb是与在平滑电容器c1中产生的电压成比例的电压，也是与在输出端子vout中产生的输出电压vout成比例的直流电压。
误差放大器7根据被输入到同相输入端子(+)的基准电压vref与输入到反相输入端子(-)的反馈电压vfb之间的差值来生成误差电压verr。误差电压verr在反馈电压vfb低于基准电压vref时上升，在反馈电压vfb高于基准电压vref时下降。从误差放大器7的输出侧输出误差电压verr。另外，也能够从误差放大器7不输出电压，而转换为电流后输出。这样结构的误差放大器作为跨误差放大器而被公知。
相位补偿电路8由在误差放大器7的输出端和接地电位gnd之间串联连接的电阻r3和电容器c3的串联电路构成。众所周知将这种相位补偿电流用于dc/dc转换器内容。为了提高相对于dc/dc转换器1的相位延迟180度的差值即相位余量而使用相位补偿电路8。例如，如果将dc/dc转换器1的循环增益为0db(增益1倍)时的相位设为例如120度，则相位余量为180度-120度＝60度。如果该相位余量例如是45度以上则就可以称为充分。
振荡器9由与电源电压vcc连接的恒流源cc、线性电流源cl以及振荡器部oscr构成。振荡器部oscr例如由众所周知的cr振荡器、或者将逆变器或差动放大器环状地连接后的电路来构成。无论是哪个电路结构，在本发明中，都根据由通过恒流源cc生成的恒电流icc以及通过线性电流源cl生成的线性电流ic1的和(+)、或者他们的差(-)设定的振荡器电流(iosc1、iosc2)来控制通过振荡器部oscr生成的时钟信号clk的振荡频率fosc。
无论dc/dc转换器1是pwm控制还是pfm控制，通过恒流源cc而生成的恒电流icc的大小总是为恒定的电流值。因此其被称为恒流源。另一方面，通过线性电流源cl生成的线性电流ic1在以pwm方式驱动dc/dc转换器时成为固定的电流值，但是在以pfm方式进行驱动时，成为与通过开关元件t11检测出的输出检测电流isense成比例的大小的可变电流值。因此，其被称为线性电流。通过线性电流源cl生成的线性电流ic1被设定为将预定系数m乘以输出检测电流isense后得到的大小、即ic1＝m×isense。
关于响应输出检测电流isense的线性电流ic1以及没有响应输出检测电流isense的恒电流icc各自的生成、他们的加法运算或减法运算以及他们的电流比的设定，例如可以使用电流镜电路。
pwm比较器10将施加于反相输入端子(-)的误差电压verr与施加于同相输入端子(+)的斜坡信号vs1进行比较，生成脉宽调制信号pwm。在dc/dc转换器1中，根据脉宽调制信号pwm进行pwm控制。
从pwm比较器10输出的脉宽调制信号pwm被施加给后级的驱动电路3，使开关元件t11以及整流元件t12互补地接通断开。在驱动电路3内部准备未图示的顺序电路(例如rs触发器)。对该rs触发器的置位端子施加通过振荡器9生成的方波信号即时钟信号clk，对复位端子施加脉宽调制信号pwm。此时，时钟信号clk相当于rs触发器的置位信号，脉宽调制信号pwm相当于rs触发器的复位信号。
斜坡电压生成电路11为了使pwm比较器10以脉宽调制进行动作而生成斜坡信号vs1。斜坡信号vs1是根据通过振荡器9生成的时钟信号clk而生成的三角波信号。另外，反映了从节点n1取出的开关电压vsw的大小的电压叠加于斜坡电压生成电路11。更准确而言，斜坡电压生成电路11接受输入电压vin和开关电压vsw的输入，生成反映了开关元件t11的两端间电压(＝vin-vsw＝isense×ron(t11)，其中，ron(t11)是开关元件t11的接通电阻值)的斜坡信号vs1。这样，反映了输出检测电流isense或负荷电流il的电压叠加于斜坡信号vs1的电压波形，构成众所周知的电流模式型的dc/dc转换器。另外，本发明中，电流模式型的dc/dc转换器不是必须的构成要件，也能够适用于电压模式型。
图2表示图1所示的dc/dc转换器1的输出级即从节点n1以及输出端子vout取出的信号波形。以下，参照图1说明图2。
图2的(a1)、(a2)是在dc/dc转换器1为轻负荷状态时，以频率调制(pfm)方式控制的情况，图2的(a1)表示从节点n1取出的开关电压vsw(这里称为开关电压sw1)。通过fosc1表示开关电压sw1的频率。通过无负荷时或轻负荷时所产生的零交叉现象来产生在方波信号之间表示的不连续的信号成分。零交叉是在从图1所示的开关元件t11接通期间切换为整流元件t12的接通期间后，流过节点n1的三角波电流的最小值小于零值的状态。
如果是现有的控制方式，则在输出电压vout定期地出现摇摆，波纹成分变大。在该情况以外也成为在输入电容器或输出电容器中有电流的交换的情况、即所谓的开关噪音信号。如果将该开关噪音信号的频率放在音频带，则人耳会听到而引起不适。本发明能够通过同步控制来防止由轻负荷时的开关噪音引起的鸣叫、在轻负荷与重负荷的切换之前由输出电压vout的摇摆或输入电压vin的摇摆引起的鸣叫。为了抑制这样的开关噪音，控制振荡器9使得pfm方式所使用的频率在音频带以上(例如振荡频率为20khz以上)。
图2的(a2)表示在上述(a1)的条件下被输出给输出端子vout的输出电压vout(这里称为输出电压vout1)。在输出电压vout产生的输出电压vout1叠加了波纹成分。为了方便绘图，对波纹成分进行放大纵宽来进行表示，但是实际为几10mv～100mv。
图2的(b1)、(b2)与图2的(a1)、(a2)一样，表示在dc/dc转换器1为轻负荷状态时，以频率调制(pfm)方式进行控制时的开关电压vsw(这里称为开关电压sw2)。图2的(b1)所表示的开关电压sw2的频率通过fosc2来表示，但是该频率fosc2比图2的(a1)所表示的开关电压sw1的频率fosc1要高。但是在上述(b1)的条件下，表示在输出给输出端子vout的输出电压vout(这里称为输出电压vout2)中包括比频率fosc1要低的频率fosc21的波纹成分的状态。例如频率fosc2是100khz，即使比音频带高很多，也会产生频率fosc21变得比音频带低的情况。如果产生这种现象，则人耳会听到在平滑电容器c1产生的所谓“浪涛(うねり)的鸣叫”，成为影响其他电子设备的杂音，会引起人的不适。为了消除这样的不良，本发明中，检测输出检测电流isense，并控制振荡器9的振荡频率fosc。这样，会成为稳定的开关，不会产生频率fosc21那样的频率分量。
图2的(b1)与图2的(a1)一样，表示以频率调制(pfm)方式控制dc/dc转换器1时，负荷状态比图2的(a1)重的中等负荷状态下的开关电压vsw(这里称为开关电压sw3)。通过fosc3表示开关电压sw3的频率。频率fosc3比图2的(a1)所示的频率fosc1要高，处于fosc3>fosc1的关系。因此，表示进行控制使得即使是相同的pfm方式，也随着负荷变重在振荡器9所生成的时钟信号clk的振荡频率fosc变高，随着负荷变轻在振荡器9所生成的时钟信号clk的振荡频率fosc变低。另外，在开关电压sw2以及sw3各自的方波信号之间所表示的产生不连续信号成分的期间以及振幅相当于零交叉。
图2的(c2)表示在上述(c1)的条件下被输出给输出端子vout的输出电压vout(这里称为输出电压vout3)。在输出端子vout产生的输出电压vout3与图2的(a2)相同，叠加了波纹成分。
图2的(d1)、(d2)与图2的(a1)、(a2)、(b1)、(b2)、(c1)以及(c2)不同，表示在通过脉宽调制(pwm)方式控制dc/dc转换器1时，即负荷状态为重负荷时的开关电压vsw(这里称为开关电压sw4)。通过fosc4表示开关电压sw4的频率。另外，在开关电压sw4的方波信号与信号之间产生不连续的信号成分的期间消失。这是因为在重负荷状态时，三角波的电流(线圈电流)的最小值变得比接地电位gnd充分地高，不会产生零交叉。
图2的(d2)表示在上述(d1)的条件下被输出给输出端子vout的输出电压vout(这里称为输出电压vout4)。在输出端子vout产生的输出电压vout4与图2的(a2)、(b2)以及(c2)相同，叠加有波纹成分。
<本发明的第二实施方式>
图3是表示本发明的电流模式同步整流升压型的dc/dc转换器的电路图。dc/dc转换器2使提供给输入端子vin的输入电压vin升压并在输出端子vout取出希望的输出电压vout。
本结构例的dc/dc转换器2具备开关元件t21、整流元件t22、驱动电路3、输出电流检测部4、逆电流检测电路5、反馈电压生成电路6、误差放大器7、相位补偿电路8、振荡器9、pwm比较器10、斜坡电压生成电路11、电感器l2以及平滑电容器c2。
dc/dc转换器2与图1所示的降压型的驱动电路3的后级的电路部不同。其他的电路部相同。这里说明两者不同的电路部。
开关元件t21是与整流元件t22、驱动电路3以及电感器l2连接的n沟道型mos场效应晶体管，重复接通/断开，作为控制流过电感器l2的电流的开关晶体管发挥功能。开关元件t21与整流元件t22同步并互补地进行动作。开关元件t21的源极s与接地电位gnd连接。开关元件t21的漏极d与整流元件t22的漏极d和电感器l2的一端共同连接。通过节点n1表示该共同连接点。栅极信号gl通过驱动电路3被施加给开关元件t21的栅极g。开关元件t21在栅极信号gl为高电平时接通，在栅极信号gl为低电平时断开。
电感器l2的另一端与经由输出电流检测部4提供输入电压vin的输入端子vin连接。即，开关元件t21经由电感器l2与输入电压vin连接。通过开关元件t21控制流过电感器l2的电流。
整流元件t22的漏极d与开关元件t21的漏极d和电感器l2的一端连接。整流元件t22的源极s与节点n2即输出端子vout连接。通过驱动电路3对整流元件t22的栅极g施加栅极信号gh。整流元件t22在栅极信号gh为高电平时断开，在栅极信号gh为低电平时接通。
在节点n2即输出端子vou和接地电位gnd之间连接平滑电容器c2。平滑电容器c2与电感器l2、整流元件t22一起进行整流以及平滑动作。
能够采用非同步整流方式来代替使用了整流元件t22的同步整流方式。此时，使用整流二极管d22来代替整流元件t22。此时，将整流二极管d22的阳极a与节点n1连接，并且将整流二极管d22的阴极k与节点n2(输出端子vout)连接即可。
以上的说明是本发明的第二实施方式即同步整流升压型的dc/dc转换器2与图1所示的同步整流降压型的dc/dc转换器1的不同之处。其他电路部与图1相同，所以省略说明。即使在dc/dc转换器2中也适用具备了恒流源cc以及线性电流源cl的振荡器9。另外，在本发明的第一实施方式中例示了降压型，在第二实施方式中例示了升压型，但是当然也能够适用于将降压型与升压型进行切换的所谓的升降压型的dc/dc转换器。
图4是表示分别在图1的dc/dc转换器1以及图3的dc/dc转换器2中，分别响应流过负荷rl的负荷电流il的大小，振荡器9的时钟信号clk的振荡频率fosc迁移的情况的图。进行振荡频率fosc根据负荷电力il的大小而发生变化的频率调制(pfm)控制，直到负荷电流il从比较小的il1到il2为止。另一方面，如果负荷电流il超过il2，则切换为固定振荡频率fosc的脉宽调制(pwm)控制。如果负荷电流il小于il1，则振荡频率fosc维持在fosc(a)，为了不会成为这以下的振荡频率，控制图1以及图2所示的振荡器9的恒电流icc以及线性电流ic1。另外，振荡频率fosc(a)被设定为音频带的上限(例如20khz前后)。
这样，振荡器9在负荷电流il(或输出检测电流isense)比预定值il2大时，将方波信号clk的振荡频率fosc设为固定值，在负荷电流il(或输出检测电流isense)比预定值il2小时，负荷电流il(或输出检测电流isense)越小越从固定值减去方波信号clk的振荡频率。
图5是表示分别在图1的dc/dc转换器1以及图3的dc/dc转换器2中，通过振荡器9设定的恒电流icc、线性电流ic1以及振荡器电流iosc1与输出检测电流isense的关系的图。另外，输出检测电流isense为与负荷电流il成比例的大小。图5表示通过恒电流icc和线性电流ic1的和来决定振荡器电流iosc1的情况。
图5中，恒电流icc不响应输出检测电流isense而总是维持在固定的大小。与此相对，线性电流ic1在输出检测电流isense从is10到is20的区间，与输出检测电流isense成比例地增减，但是如果输出检测电流isense超过is20，则维持为恒定。其结果、通过这两者的和设定的振荡器电流iosc1响应线性电流ic1。振荡器电流iosc1的控制成为进行通过振荡器9生成的时钟信号clk的振荡频率fosc的控制、进而进行pfm控制和pwm控制的切换的基础。另外，当输出检测电流isense小于is10时，振荡器电流iosc1被固定为预定的大小。这样，抑制通过振荡器9生成的时钟信号clk的振荡频率fosc的下降。无论如何，如果进入pfm控制，则在振荡频率fosc的控制下，线性电流ic1成为主导。
图6是表示分别在图1的dc/dc转换器1以及图3的dc/dc转换器2中，通过振荡器9设定的恒电流icc、线性电流ic1以及振荡器电流iosc2与输出检测电流isense的关系的图。另外，输出检测电流isense为与负荷电流il成比例的大小。图6表示通过恒电流icc和线性电流ic1的差来决定振荡器电流iosc2的情况。
图6中，恒电流icc不响应输出检测电流isense而总是维持在恒定的大小。这表示与图5具有相同的特性。与此相对，线性电流ic1在输出检测电流isense从is1到is2的区间，与输出检测电流isense成比例地增减，但是如果输出检测电流isense超过is2，则维持为恒定。这种特性也与图5相同。其结果、通过这两者的差而设定的振荡器电流iosc2响应线性电流ic1。另外，图6中，从线性电流ic1减去了恒电流icc，但是也可以从恒电流icc减去线性电流ic1。这种情况下，以输出检测电流isense越从is1向is2增大，则线性电流ic1越减少的方式形成振荡器9的电路结构。
图7是表示在图5以及图6中分别表示的振荡器电流iosc1以及iosc2与通过振荡器9生成的时钟信号clk的振荡频率fosc之间的关系的图。另外，图7变得与图4所示的情况实质上相同。即，图4中，表示了振荡频率fosc的变化依赖于负荷电流il的情况，但是图7中表示依赖于振荡器电流iosc1以及iosc2控制振荡频率fosc的情况。另外，在振荡器电流iosc1以及iosc2从iosc12a到iosc12b的区间进行pfm控制。另一方面，如果振荡器电流iosc1以及iosc2超过iosc12b，则进行pwm控制。
<振荡器部>
图8是表示振荡器部oscr的一个结构例的图。本图的振荡器部oscr是cr振荡器的一种，包括p沟道型mos场效应晶体管p11～p16、n沟道型mos场效应晶体管n11～n15、电容器c11以及c12、电阻r11以及r12，使用通过电流源cs11生成的振荡器电流iosc周期地重复电容器c11以及c12的充放电，从而生成振荡频率fosc的方波信号clk。
另外，电流源cs11相当于上面提到的恒流源cc以及线性电流源cl，振荡器电流iosc相当于上面提到的振荡器电流iosc1或iosc2。后面再详述电流源cs11的结构以及动作。
晶体管p11～p16各自的源级都与电源电压vcc的施加端连接。晶体管p11～p16各自的栅极都与晶体管p11的漏极连接。晶体管p11的漏极与电流源cs11的第一端(＝振荡器电流iosc的输出端)连接。
这样，晶体管p11～p16以预定的镜像比a～e(例如a＝4、b＝4、c＝2、d＝4、e＝1)分别复制流过晶体管p11的漏极的振荡器电流iosc，从而形成生成多个系统(本图中5系统)的镜电流ip11～ip16的电流镜电路。
晶体管p12的漏极与电容器c11的第一端、晶体管n11的漏极、晶体管n12的栅极连接。晶体管p13的漏极与晶体管n12的漏极和晶体管n13的栅极连接。晶体管p14的漏极与电容器c12的第一端、晶体管n13的漏极、晶体管n14的栅极连接。晶体管p15的漏极与晶体管n14的漏极、晶体管n15的栅极连接。晶体管p16的漏极与晶体管n15的漏极和晶体管n11的栅极连接。
晶体管n12的源极与电阻r11的第一端连接。晶体管n14的源极与电阻r12的第一端连接。电流源cs11的第二端、晶体管n11的源极、电容器c11的第二端、电阻r11的第二端、晶体管n13的源极、电容器c12的第二端、电阻r12的第二端以及晶体管n15的第二端都与接地端连接。
图9是用于说明振荡器部oscr的动作的时序图。从上按顺序描写节点电压v11、节点电压v13、节点电压v12、节点电压v14以及节点电压v15。
另外，节点电压v11是晶体管n12的栅极电压。节点电压v12是晶体管n13的栅极电压。节点电压v13是晶体管n14的栅极电压。节点电压v14是晶体管n15的栅极电压。节点电压v15是晶体管n11的栅极电压，例如输出该节点电压v15作为方波信号clk。在电源电压vcc被施加到振荡器部oscr之前，节点电压v11～v15都为低电平。
如果电源电压vcc被施加给振荡器部oscr，则开始基于镜电流ip12进行的电容器c11的充电，所以节点电压v11开始上升。但是，当节点电压v11比阈值电压vtri1(＝vgs(n12)+r11×ip13、vgs(n12)是晶体管n12的接通阈值电压)低时，晶体管n12不接通。其结果，节点电压v12为高电平，晶体管n13接通。当晶体管n13接通时，电容器c12的两端间短路，所以节点电压v13为低电平，晶体管n14断开。因此，节点电压v14为高电平，晶体管n15接通，所以节点电压v15为低电平，晶体管n11断开。当晶体管n11断开时，电容器c11的两端间开放，所以继续电容器c11的充电。
之后，如果节点电压v11上升且大于阈值电压vtri1，则晶体管n12接通，所以节点电压v12成为低电平，晶体管n13断开。当晶体管n13断开时，电容器c12的两端间开放，开始基于镜电流ip14进行的电容器c12的充电，所以节点电压v13开始上升。但是，当节点电压v13比阈值电压vtri2(＝vgs(n14)+r12×ip15、vgs(n14)是晶体管n14的接通阈值电压)低时，晶体管n14不接通。其结果，节点电压v14维持在高电平，所以晶体管n15维持接通。因此，节点电压v15维持在低电平，所以晶体管n11维持断开。如之前所述那样，当晶体管n11断开时，电容器c11的两端间开放，所以继续电容器c11的充电。
另外，从节点电压v11开始上升到大于阈值电压vtri1为止所需要的时间t1能够通过t1＝c11×vtri1/ip12来表示。即，镜电流ip12(进而是振荡器电流iosc)越大，则时间t1变得越短。
之后，如果节点电压v13上升且大于阈值电压vtri2，则晶体管n14接通，节点电压v14为低电平，晶体管n15断开，所以节点电压v15成为高电平。其结果，如果晶体管n11接通，且电容器c11的两端间短路，则节点电压v11成为低电平，晶体管n12断开，所以节点电压v12成为高电平，晶体管n13接通。此时，电容器c12的两端间短路，所以节点电压v13成为低电平，晶体管n14再次断开。因此节点电压v14上升为高电平，晶体管n15接通，所以节点电压v15下降为低电平，晶体管n11断开。
另外，能够通过t2＝c12×vtri2/ip14表示节点电压v12开始上升后到大于阈值电压vtri2为止所需要的时间t2。即，镜电流ip14(进而是振荡器电流iosc)越大，时间t2变得越短。
通过重复上述一系列的动作，能够生成振荡频率fosc(＝1/(t1+t2))的方波信号clk(＝节点电压v15)。另外，振荡器电流iosc越大，时间t1以及t2变得越短，所以振荡频率fosc变得越高。相反，振荡器电流iosc越小，时间t1以及t2变得越长，所以振荡频率fosc变得越低。
<电流源>
图10是表示电流源cs11的第一结构例的图。第一结构例的电流源cs11包括生成恒电流icc的恒流源cc、生成线性电流ic1的线性电流源cl。
恒流源cc包括恒压源111、npn型双极晶体管112以及电阻113。
恒压源111是生成恒电压v111的电路部，能够优选地使用带隙基准电压源等。
晶体管112和电阻113作为将恒电压v111转换为恒电流icc的电压/电流转换部发挥功能。如果具体描述连接关系，则晶体管112的基极与恒压源111的输出端(＝恒电压v111的施加端)连接。晶体管112的发射极与电阻113的第一端连接。电阻113的第二端与接地端连接。晶体管112的集电极相当于恒电流icc的输出端。
线性电流源cl包括电压输出型的差动放大器121、npn型双极晶体管122以及电阻123。
差动放大器121生成与输入到同相输入端(+)的输入电压vin与输入到反相输入端(-)的开关电压vsw之间的差值(＝开关元件t11的接通期间的两端间电压)对应的线性电压v121。另外，在开关元件t11的接通期间流过的输出检测电流isense越大，则开关电压vsw越下降，所以线性电压v121变高。这样，如果是不仅电流模式控制，连振荡频率fosc的可变控制中也充分利用开关电压vsw的结构，则能够省略输出电流检测部4(＝斜坡电压生成电路11和线性电流源cl双方共享输出检测部4)，所以能够缩小dc/dc转换器1的电路规模。
晶体管122和电阻123作为将线性电压v121转换为线性电流ic1的电压/电流转换部发挥功能。如果具体描述连接关系，则晶体管122的基极与差动放大器121的输出端(＝线性电压v121的施加端)连接。晶体管122的发射极与电阻123的第一端连接。电阻123的第二端与接地端连接。晶体管122的集电极相当于线性电流ic1的输出端。线性电流ic1与线性电压v121(进而输出检测电流isense)成比例地变动。
另外，在本结构例的电流源cs11中，晶体管112以及122双方的集电极与振荡器电流iosc的输出端共同连接。因此，能够生成将恒电流icc和线性电流ic1相加后的振荡器电流iosc(＝icc+ic1)。该振荡器电流iosc相当于图5的振荡器电流iosc1。
图11是表示电流源cs11的第二结构例的图。第二结构例的电流源cs11基于第一结构例(图10)，对线性电流源cl的结构施加变更。因此，关于与第一结构例相同的结构要素，标注与图10相同的标记而省略重复的说明，以下，重点说明第二结构例的特征部分。
线性电流源cl与之前的第一结构例(图10)不同，包括电流输出型的差动放大器124和电流镜电路125。
差动放大器124直接生成与输入到同相输入端(+)的输入电压vin和输入到反相输入端(-)的开关电压vsw的差值(＝开关元件t11的接通期间的两端间电压)对应的线性电流ic1。另外，在开关元件t11的接通期间流过的输出检测电流isense越大，则与其成比例线性电流ic11也变大。这样，如果是不仅电流模式控制，连振荡频率fosc的可变控制中也充分利用开关电压vsw的结构，则能够省略输出电流检测部4，所以能够缩小dc/dc转换器1的电路规模。关于这点与之前的第一结构例(图10)相同。
电流镜电路125在差动放大器124的输出端与接地端之间连接，使线性电流ic1的流向折回。更具体而言，电流镜电路125通过将流入自身的线性电流ic1进行镜像，从振荡器电流iosc的输出端引入线性电流ic1。
另外，在本结构例的电流源cs11中，晶体管112的集电极和电流镜电路125的输出端与振荡器电流iosc的输出端共同连接。因此能够生成将恒电流icc和线性电流ic1相加后的振荡器电流iosc(＝icc+ic1)。该振荡器电流iosc相当于图5的振荡器电流iosc1。关于这点与之前的第一结构例(图10)相同。
图12是表示电流源cs11的第三结构例的图。第三结构例的电流源cs11在第一结构例(图10)的基础上，追加电流镜电路130。因此，关于与第一结构例相同的结构要素，标注与图10相同的标记而省略重复的说明，以下，重点说明第三结构例的特征部分。
电流镜电路130在恒流源cc的输出端与电源端之间连接，使恒电流icc的流向折回。更具体而言，电流镜电路130通过对引入到恒流源cc的恒电流icc进行镜像，使线性电流ic1流入到振荡器电流iosc的输出端。
另外，在本结构例的电流源cs11中，晶体管122的集电极和电流镜电路130的输出端与振荡器电流iosc的输出端共同连接。因此能够生成从线性电流ic1减去恒电流icc后的振荡器电流iosc(＝ic1-icc)。该振荡器电流iosc相当于图6的振荡器电流iosc2。
图13是表示电流源cs11的第四结构例的图。第四结构例的电流源cs11以第三结构例(图12)为基础，使用与第二结构例(图11)相同的线性电流源cl。即使增加这样的变形，也能够生成从线性电流ic1减去恒电流icc后的振荡器电流iosc(＝ic1-icc)。关于这点与之前的第三结构例(图12)相同。
另外，在振荡器9中作为恒电流icc以及线性电流ic1各自的生成、他们的加法运算或减法运算以及他们的电流比的设定的手段，如之前所说明的那样，优选使用电流镜电路。
<总结>
以下，总结本说明书中公开的各种实施方式。
本说明书中公开的dc/dc转换器(1、2)具备：开关元件(t11、t21)，其与输入电压(vin)连接，进行接通/断开动作；驱动电路(3)，其进行开关元件(t11、t21)的接通/断开控制；电感器(l1、l2)，其通过开关元件(t11、t21)控制电流；平滑电容器(c1、c2)，其与电感器(l1、l2)连接，与电感器(l1、l2)一起进行整流动作；振荡器(9)，其生成使驱动电路(3)动作的方波信号(clk)；以及输出电流检测部(4)，其检测流过开关元件(t11、t21)或电感器(l1、l2)的输出检测电流(isense)。振荡器(9)在输出检测电流(isense)为预定值以上时，通过固定的振荡频率生成方波信号(clk)，在输出检测电流(isense)为预定值以下时，通过比固定的振荡频率低且与输出检测电流(isense)成比例的振荡频率(fosc)来生成方波信号(clk)。
另外，在dc/dc转换器(1、2)中，振荡器(9)具备：恒流源(cc)，其与输出检测电流(isense)的大小无关地生成一定的恒电流(icc)；以及线性电流源(cl)，其生成响应输出检测电流(isense)的大小的线性电流(ic1)。
另外，在dc/dc转换器(1、2)中，根据通过恒电流(icc)和线性电流(ic1)的和(+)或两者的差(-)而设定的振荡器电流(iosc1、iosc2)来设定振荡器(9)的振荡频率(fosc)。
另外，在dc/dc转换器(1、2)中，当输出检测电流(isense)为预定值以上时进行pwm控制，当输出检测电流为预定值以下时进行pfm控制。
另外，在dc/dc转换器(1、2)中，在进行pfm控制时，通过线性电流(ic1)主导振荡器(9)的振荡频率(fosc)的设定。
另外，在dc/dc转换器(1、2)中，在进行pfm控制时，振荡频率(fosc)的下限值设定为音频带以上。
另外，dc/dc转换器(1、2)还具备：误差放大器(7)，其将根据在平滑电容器(c1、c2)产生的电压而生成的反馈电压(vfb)与预先设定为预定大小的基准电压(vref)进行比较，输出两者的电压的差值作为误差信号(verr)。而且，具备：斜坡电压生成电路(11)，其根据由振荡器(9)生成的方波信号来生成斜坡信号(vs1)；以及pwm比较器(10)，其将误差信号(verr)和斜坡信号(vs1)的比较结果信号输出给驱动电路(3)。
另外，dc/dc转换器(1、2)是与输出检测电流(isense)对应的电压分量与斜坡信号(vs1)叠加后的电流模式型。
另外，dc/dc转换器(1、2)具备：整流元件(t12、d12、t22、d22)，其为了在开关元件(t11、t21)被断开时将电流提供给电感器(l1、l2)，与开关元件(t11、t21)和电感器(l1、l2)之间的共同的节点(n1)连接。
另外，dc/dc转换器(1、2)具备检测从接地电位(gnd)流向共同的节点(n1)的逆电流的逆电流检测电路(5)，当逆电流检测电路(5)检测出预定的逆电流时，断开与接地电位(gnd)连接的整流元件(t12)或开关元件(t21)的动作。
如果是采用了上述结构的dc/dc转换器，则在检测负荷电流的大小且负荷电流小于预定大小时将dc/dc转换器的开关驱动方法从pwm控制切换为pfm控制，进一步，自动控制使振荡频率与负荷电流成比例地变低，所以能够抑制负荷电流小的轻负荷时或无负荷时的功率效率的下降。
<工业上的可利用性>
如以上所说明的那样，本说明书中公开的dc/dc转换器根据与负荷电流成比例的输出检测电流来调整振荡器的振荡频率，所以能够顺利地进行pwm控制和pfm控制的切换。这样，与电压模式型、电流模式型的区别或降压型、升压型、升降压型的区别无关而能够适用于范围广的dc/dc转换器，所以工业上的可利用性较高。