并联的变换器及包括其的功率因数校正电路和不间断电源的制作方法

本发明涉及电子线路领域，具体涉及并联的变换器及包括其的功率因数校正电路和不间断电源。

背景技术：

在包括可再生能源的不间断电源(ups)中，可再生能源输出的功率并不稳定，为了保证能对负载稳定地供电，通常是将双升压变换器(或称双boost电路)并联以提高其功率输出范围。为了节省并联的双boost变换器中的电池的成本，目前采取的方案是并联的双boost变换器共用一个电池。

图1示出了现有技术中的一种并联的双boost变换器的电路图。如图1所示，双boost变换器11和双boost变换器12并联在共用电池b和直流母线131、132之间，其中共用电池b的正极通过晶闸管s1、s2分别连接至双boost变换器11的正极输入端子和双boost变换器12的正极输入端子，共用电池b的负极连接至双boost变换器11、12的负极输入端子，且双boost变换器11、12的输出端都连接至直流母线131、132。双boost变换器11和双boost变换器12具有相同的电路拓扑结构，其中，电感l1、绝缘栅双极型晶体管(igbt)q1、二极管d1和电容c1构成一个升压变换器111(或称boost电路)；电感l2、igbtq2、二极管d2和电容c2构成一个boost电路112，电容c1和电容c2相连接形成的中心节点n1接地。电感l3、igbtq3、二极管d3和电容c3构成一个boost电路121，电感l4、igbtq4、二极管d4和电容c4构成一个boost电路122，电容c3和电容c4相连接形成的中心节点n2也接地。

在电池模式下，控制器(图1未示出)给igbtq1、q3提供相同的脉宽调制信号(pwm)，且给igbtq2、q4提供相同的pwm信号，从而实现将共用电池b两端的电压升压并将其电能储存在电容c1～c4中。

然而，由于电路中的线材会导致信号的时延，从而造成给igbtq1、q3提供的pwm信号之间存在时延差，和/或给igbtq2、q4提供的pwm信号之间存在时延差。

例如，共用电池b两端的电压为80v，且分别给igbtq1、q2、q3、q4提供如图2所示的频率为40khz的脉宽调制信号，其占空比为0.77，其中给igbtq3提供的脉宽调制信号pwm3比给igbtq1提供的脉宽调制信号pwm1延迟0.5μs。

图3示出了双boost变换器11的输入电流i1和双boost变换器12的输入电流i2的曲线图。从图3可以看出，输入电流i1为28安培，输入电流i2为33安培。两个输入电流并不相同，导致双boost变换器11和双boost变换器12的输入电流的不平衡，因此无法稳定地给正直流母线131和负直流母线132之间的电容c1～c4进行充电。

技术实现要素：

针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种并联的变换器，包括多个变换器，所述多个变换器的每一个的输出端连接至直流母线，所述多个变换器的每一个包括：

第一boost电路，其包括第一电感、第一开关管、第一二极管和第一电容；以及

第二boost电路，其包括第二电感、第二开关管、第二二极管和第二电容，所述第二电容和第一电容相连接形成中心节点；

其中，所述多个变换器的所述中心节点电隔离。

优选的，所述多个变换器的每一个还包括：

与所述第一二极管反向并联的第三开关管；以及

与所述第二二极管反向并联的第四开关管。

优选的，所述多个变换器的每一个包括正极输入端子和负极输入端子，所述并联的变换器还包括共用电池，以及连接在所述共用电池的正极和所述多个变换器的每一个的正极输入端子之间的可控单向导电器件，所述共用电池的负极连接至所述多个变换器的每一个的所述负极输入端子。

优选的，所述多个变换器的每一个包括正极输入端子和负极输入端子，所述并联的变换器还包括可充电的共用电池，以及连接在所述可充电的共用电池的正极和所述多个变换器的每一个的正极输入端子之间的开关，所述可充电的共用电池的负极连接至所述多个变换器的每一个的所述负极输入端子。

优选的，所述第一电感、第一二极管和第一电容依次连接在所述正极输入端子和所述中心节点之间，所述第一开关管连接在所述第一二极管的阳极和所述中心节点之间；所述第二电容、第二二极管和第二电感依次连接在所述中心节点和所述负极输入端子之间，所述第二开关管连接在所述中心节点和所述第二二极管的阴极之间。

优选的，所述可控单向导电器件为晶闸管或串联的开关和二极管。

本发明的实施例还提供了一种功率因数校正电路，包括：

如上所述的并联的变换器；以及

在所述多个变换器的每一个的输入端之间依次连接的第一单向导电器件和第二单向导电器件，所述第一单向导电器件和第二单向导电器件相连接形成的节点被配置为连接至交流电源。

本发明的实施例还提供了一种不间断电源，包括：

如上所述的功率因数校正电路；以及

与所述多个变换器的每一个的输出端相连的逆变器，所述逆变器的输出端未电连接至所述多个变换器的每一个的所述中心节点。

优选的，所述逆变器为全桥逆变器。

优选的，所述逆变器为heric逆变器。

优选的，所述heric逆变器包括：

全桥逆变器，所述全桥逆变器包括第一桥臂和第二桥臂；

在所述第一桥臂和第二桥臂的节点之间并联的且导通方向相反的第一单向导电支路和第二单向导电支路，所述第一单向导电支路和第二单向导电支路都包括串联的二极管和开关管。

优选的，所述逆变器为h6桥单相并网逆变器。

本发明并联的变换器在其脉宽调制信号存在时延差的情况下也能够使多个变换器的输入电流相同。

附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：

图1示出了现有技术中的一种并联的双boost变换器的电路图。

图2示出了给图1所示的并联的双boost变换器提供的信号时序图。

图3是图1所示的两个双boost变换器的输入电流的曲线图。

图4是本发明第一个实施例的并联的双boost变换器的电路图。

图5是图4所示的两个双boost变换器的输入电流的曲线图。

图6是本发明的第二个实施例的并联的变换器的电路图。

图7是包括了图4所示的并联的双boost变换器的功率因数校正电路的电路图。

图8是包括了图6所示的并联的变换器的功率因数校正电路的电路图。

图9是包括了图7所示的功率因数校正电路的不间断电源的第一个实施例的电路图。

图10是包括了图7所示的功率因数校正电路的不间断电源的第二个实施例的电路图。

图11是包括了图7所示的功率因数校正电路的不间断电源的第三个实施例的电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。

申请人在研究了图1所示的并联的双boost变换器的电路图和图2所示的信号时序图之后，得出双boost变换器11和双boost变换器12的输入电流不平衡的原因如下：

由于脉宽调制信号pwm3比脉宽调制信号pwm1延迟0.5μs，在时刻t1～t2，igbtq2、q3、q4处于导通状态，共用电池b的正极、晶闸管s2、电感l3、igbtq3、中心节点n2和n1、igbtq2、电感l2到共用电池b的负极形成电流回路，从而对电感l2、l3和l4进行充电。

在时刻t3～t4，igbtq1、q2和q4处于导通状态，共用电池b的正极、晶闸管s1、电感l1、igbtq1、中心节点n1和n2、开关管q4、电感l4到共用电池b的负极形成电流回路，从而对电感l1、l2和l4进行充电。

由于双boost变换器11和双boost变换器12在时延差内分别会利用彼此的电路的一部分形成电流回路并进行充电，由此导致双boost变换器11和双boost变换器12的输入电流的不平衡。

基于上述研究发现，申请人提供了如图4所示的并联的双boost变换器的电路图。其与图1基本相同，区别在于，并联的双boost变换器2中的中心节点n21和中心节点n22是电隔离的，即没有电连接在一起。

为了验证本发明的技术效果，同样给igbtq21、q22、q23、q24提供如图2所示的脉宽调制信号，给igbtq23提供的脉宽调制信号pwm3比给igbtq21提供的脉宽调制信号pwm1延迟0.5μs。

其中，在时刻t1～t2，尽管igbtq22、q23、q24处于导通状态，电感l21、二极管d21、电容c21、igbtq22和电感l22形成电流回路从而对电容c21进行充电；同时电感l23、igbtq23、igbtq24和电感l24形成电流回路，电感l23和电感l24进行储能。双boost变换器22并未利用双boost变换器21的一部分形成电流回路，且未对电感l22进行储能。

在时刻t3～t4，尽管igbtq21、q22和q24处于导通状态，电感l21、igbtq21、q22和电感l22形成电流回路，电感l21和电感l22进行储能。电感l23、二极管d23、电容c23、igbtq24和电感l24形成电流回路，储能的电感l23和l24用于对电容c23进行充电。双boost变换器21并未利用双boost变换器22的一部分形成电流回路，且未对电感l24进行储能。

即使脉宽调制信号pwm3比pwm1延迟一段时间，双boost变换器21和双boost变换器22可认为独立地工作，因此双boost变换器21和双boost变换器22的输入电流将保持相等。

图5是图4所示的两个双boost变换器的输入电流的曲线图。从图5可以看出，双boost变换器21的输入电流i21和双boost变换器22的输入电流i22都为28.5安培。输入电流i21、i22相同，因此能够稳定地给电容c21～c24进行充电。

本发明仅以脉宽调制信号pwm3比脉宽调制信号pwm1延迟0.5μs为例进行说明，本领域的技术人员可知，当脉宽调制信号pwm4比脉宽调制信号pwm2延迟一段时间(例如0.5μs)时，并联的双boost变换器2中同样不会存在输入电流i21、i22不平衡的问题。

图6是本发明的第二个实施例的并联的变换器2’的电路图。其与图4基本相同，区别在于，采用开关s21’和开关s22’分别代替了图4中的晶闸管s21和晶闸管s22。双向变换器21’包括双boost变换器21、与二极管d21反向并联的igbtq25，以及与二极管d22反向并联的igbtq26。双向变换器22’包括双boost变换器22、与二极管d23反向并联的igbtq27，以及与二极管d24反向并联的igbtq28。双向变换器21’、22’可控地将正负直流母线上的电压降压并对可充电的共用电池b’进行充电以备用。

在本发明的另一个实施例中，还可以将2个以上的双boost变换器并联，以扩展其输出功率的范围。

在本发明的又一个实施例中，采用串联的开关和二极管替换并联的双boost变换器2中的晶闸管s21、s22。

在本发明的其他实施例中，还可以将上述的igbt替换为具有反向并联二极管的金氧半场效晶体管(mosfet)。

图7是包括了图4所示的并联的双boost变换器的功率因数校正电路的电路图。如图7所示，功率因数校正电路3还包括在双boost变换器31的负极输入端子和正极输入端子之间依次连接的晶闸管s33和晶闸管s34，以及在双boost变换器32的负极输入端子和正极输入端子依次连接的晶闸管s35和晶闸管s36，晶闸管s33、s34相连接形成的节点以及晶闸管s35、s36相连接形成的节点都被配置为连接至交流电源vi。

图8是包括了图6所示的并联的变换器的功率因数校正电路的电路图。功率因数校正电路3’还包括与图7所示的功率因数校正电路3中相同的晶闸管s33、s34、s35、s36以及交流电源vi。

图9是包括了图7所示的功率因数校正电路的不间断电源的第一个实施例的电路图。如图9所示，不间断电源4还包括连接在双boost变换器41的输出端的全桥逆变器44，以及连接在双boost变换器42的输出端的全桥逆变器45。其中全桥逆变器44的输出端未连接至双boost变换器41的中心节点n41，且全桥逆变器45的输出端未连接至双boost变换器42的中心节点n42。

在本发明的另一个实施例中，不间断电源包括图8所示的功率因数校正电路3’以及图9所示的全桥逆变器44、45。

图10是包括了图7所示的功率因数校正电路的不间断电源的第二个实施例的电路图。如图10所示，不间断电源5还包括连接在双boost变换器51的输出端的高效可靠的逆变器54(highlyefficientreliableinverterconcept，简称heric逆变器)以及连接在双boost变换器52的输出端的heric逆变器55。其中，heric逆变器54的输出端未连接至双boost变换器51的中心节点n51，且heric逆变器55的输出端未连接至双boost变换器52的中心节点n52。heric逆变器54包括一个全桥逆变器，以及在全桥逆变器的两个桥臂的节点之间并联的且导通方向相反的两个单向导电支路，其中一个单向导电支路包括串联的二极管d5和igbtq5，另一个单向导电支路包括串联的igbtq6和二极管d6。heric逆变器54、55的工作方式可参见欧洲专利ep1369985a2中的详细介绍，在此不再赘述。

在本发明的另一个实施例中，不间断电源包括图8所示的功率因数校正电路3’以及图10所示的heric逆变器54、55。

图11是包括了图7所示的功率因数校正电路的不间断电源的第三个实施例的电路图。如图11所示，不间断电源6还包括连接在双boost变换器61的输出端的h6桥单相并网逆变器64和连接在双boost变换器62的输出端的h6桥单相并网逆变器65。其中，h6桥单相并网逆变器64的输出端未连接至双boost变换器61的中心节点n61，且h6单相并网逆变器65的输出端未连接至双boost变换器62的中心节点n62。h6桥单相并网逆变器64、65的电路连接关系和控制方法为本领域的技术人员所公知，在此不再赘述。

在本发明的另一个实施例中，不间断电源包括图8所示的功率因数校正电路3’以及图11所示的h6桥单相并网逆变器64、65。

虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。