本发明涉及电子电路，尤其涉及一种电源调制器、调制电源电路及相关的控制方法。
背景技术：
图1a为示出了基于固定漏极偏置方案向功率放大器提供电源电压的框图。在图1a中，功率放大器(poweramplifier，pa)11基于具有恒定dc(directcurrent，直流)值的电源电压vdd进行操作。在接收到输入信号sin之后，功率放大器11放大该输入信号sin以产生放大了的输出信号sout。
图1b示出了基于固定漏极偏置方案的供应至功率放大器的功率以及功率放大器消耗的功率的示意图。水平线ln1表示供应至功率放大器11的电源电压vdd为恒定的。在图1b中，斜线所示的区域(ppa)表示功率放大器11的实际功率消耗，而虚线网点(dottedscreentone)所示的区域(pa1)表示提供给功率放大器而功率放大器没有使用的功率。因此，虚线网点所示的区域(pa1)暗示功率放大器11中不必要的功率损失。
如图1b所示，在固定漏极偏置方案中，功率放大器使用固定的电源电压vdd，但是功率放大器消耗的功率始终是变化的。因此，固定漏极偏置方案导致可观的功率损失并带来热问题。
上述电源电压vdd由电压源(一般为电池)提供。由于固定漏极偏置方案不节能，因此电池寿命缩短。因此，希望一种有效的方案来减少不必要的功率消耗。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例提供了一种电源调制器、调制电源电路及其控制方法，能够向功率放大器提供调制的电压。
本发明实施例提供了一种电源调制器，用于向功率放大器提供调制电压，该电源调制器包括：线性放大器和开关转换器；其中，该线性放大器用于根据调整电压以及包络追踪信号产生该调制电压的交流分量，该调整电压由直流至直流电压转换器转换电源电压而得到，该包络追踪信号与该功率放大器的输入信号的振幅有关；其中，该开关转换器，包括：降压电路，电连接至该功率放大器，用于将直流输入电压转换为该调制电压的直流分量，其中该调制电压的直流分量小于该直流输入电压；以及路径选择电路，电连接至该降压电路，用于将该电源电压和该调制电压之一发送至该降压电路以作为该直流输入电压。
其中，该路径选择电路包括：第一选择开关，电连接至电压源和该降压电路，用于将该电压源提供的该电源电压传导至该降压电路；以及第二选择开关，电连接在该直流至直流电压转换器和该降压电路之间，用于将该调整电压传导至该降压电路；其中，通过路径选择信号来选择并导通该第一选择开关和该第二选择开关之一。
其中，该降压电路包括：电感，电连接至该第一选择开关以及该第二选择开关；以及降压开关，电连接至该第一选择开关，该第二选择开关，该电感以及接地端；其中，通过该路径选择信号选择的该第一选择开关/该第二选择开关与该降压开关交替导通。
其中，该第一选择开关为第一pmos晶体管，该第二选择开关为第二pmos晶体管，以及该降压开关为nmos晶体管。
其中，当该路径选择信号选择并导通该第一pmos晶体管时，该第一pmos晶体管将该电源电压传导至该降压电路以作为该直流输入电压，以及该第二pmos晶体管的体端子连接至该电源电压和该调整电压中具有较大电压电平者。
其中，当该路径选择信号选择并导通该第二pmos晶体管时，该第二pmos晶体管将该调整电压传导至该降压电路以作为该直流输入电压，以及该第一pmos晶体管的体端子连接至该电源电压和该调整电压中具有较大电压电平者。
其中，该线性放大器通过输出端电连接至该功率放大器，该电源调制器进一步包括：输出电容，电连接至该输出端和接地端，其中在该输出端形成的该调制电压包括：该调制电压的该交流分量以及该调制电压的该直流分量。
其中，该电源调制器进一步包括耦合电容，电连接至该线性放大器和该功率放大器，用于提供电容电压差。
本发明实施例还提供了一种调制电源电路，用于向功率放大器供应调制电压，该调制电源电路包括：直流至直流电压转换器，用于将电源电压转换为调整电压，其中该调整电压小于或大于该电源电压；以及上述的电源调制器。
其中，该直流至直流电压转换器包括：第一电感，具有第一端和第二端；第一模式开关，电连接至该第一端，用于接收该电源电压；第二模式开关，电连接至该第一端和接地端；第三模式开关，电连接至该第二端和接地端；第四模式开关，电连接至该第二端和该路径选择电路；以及负载电容，电连接至该第四模式开关，该接地端以及该路径选择电路；其中，该调整电压与该第一模式开关、该第二模式开关、该第三模式开关以及该第四模式开关的开关状态有关。
其中，当该调整电压小于该电源电压时，该第一模式开关和该第二模式开关交替导通，该第三模式开关断开，以及该第四模式关导通。
其中，当该调整电压大于该电源电压时，该第一模式开关导通，该第二模式开关断开，以及该第三模式开关和该第四模式开关交替导通。
本发明实施例提供了一种调制电源电路的控制方法，其中该调制电源电路用于向功率放大器供应调制电压，该控制方法包括：将电源电压转换为调整电压；侦测该功率放大器的输入信号的包络以产生包络追踪信号；根据该调整电压和该包络追踪信号产生该调制电压的交流分量；使用该电源电压和该调整电压之一作为直流输入电压；以及将该直流输入电压转换为该调制电压的直流分量，其中该调制电压的直流分量小于该直流输入电压。
本发明实施例的有益效果是：
本发明实施例，向功率放大器提供调制的电压，从而减少功率放大器的不必要的功率损失。
附图说明
图1a为示出了基于固定漏极偏置方案向功率放大器供应电源电压的框图；
图1b为示出了基于固定漏极偏置方案供应至功率放大器的功率以及功率放大器消耗的功率的示意图；
图2a为根据本发明实施例的用于将调制电压vpa供应至功率放大器的调制电源电路的示意图；
图2b为根据本发明实施例的基于包络追踪偏置方案的供应至功率放大器的功率以及功率放大器消耗的功率的示意图；
图3为根据本发明实施例的调制电源电路的内部模块的示意图；
图4为根据本发明实施例的调制电源电路中使用的dc-dc电压转换器的示意图；
图5a为降压模式的dc-dc电压转换器的示意图；
图5b为升压模式的dc-dc电压转换器的示意图；
图6为波形示意图，示出了用于控制dc-dc电压转换器的模式开关的开关控制信号ssc1的波形；
图7a为当dc-dc电压转换器操作在降压模式时，模式开关的开关状态的示意图；
图7b为当dc-dc电压转换器操作在升压模式时，模式开关的开关状态的示意图；
图8为根据本发明实施例的调制电源电路的配置的示意图；
图9为使用ac耦合方案的调制电源电路的示意图；
图10为选择电路的实施方案的示意图；
图11为用于控制dc-dc电压转换器的降压开关的开关控制信号ssc2的示意图；
图12a为当调整电压vm小于电源电压vdd(vm<vdd)且选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图；
图12b为当调整电压vm小于电源电压(vm<vdd)且选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图；
图13a为当调整电压vm大于电源电压(vm>vdd)且选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图；
图13b为当调整电压vm大于电源电压(vm>vdd)且选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图。
具体实施方式
为了改善电池的工作寿命，在本文中提供了一种包络追踪(envelopetracking，et)功率管理方案。该方案向功率放大器提供动态调整的调制电压vpa，而不是向功率放大器提供固定的电源电压vdd。由于调制电压vpa随功率放大器的输入信号sin的包络变化，因此可以显著地降低功率损失。
图2a为根据本发明实施例的能够向功率放大器供应调制电压vpa的调制电源电路的框图。如图2a所示，该调制电源电路25电连接至电压源23，包络探测器22以及功率放大器21。其中，包络探测器22电连接至功率放大器21。功率放大器21例如可以为ab类放大器。
电压源23用于供应具有恒定dc值的电源电压vdd，以及包络探测器22用于侦测输入信号的包络并产生包络追踪信号venv。该包络追踪信号venv表示及/或携带与输入信号sin的振幅变化有关的信息。
调制电源电路25用于向功率放大器21供应调制电压vpa。调制电源电路25进一步包括：dc-dc(直流至直流)电压转换器26以及电源调制器28。该dc-dc电压转换器26用于将电源电压vdd转换为调整电压(regulatedvoltage)vm。
根据本发明实施例，dc-dc电压转换器26可以为升压转换器或降压转换器。如此，调整电压vm可以大于或小于电源电压vdd(也就是，vm>vdd或vm<vdd)。关于dc-dc电压转换器26和电源调制器28的更多细节如下所示。
类似于图1a，功率放大器21接收输入信号sin并且进一步放大该输入信号sin以产生放大了的输出信号sout。但是，不同于从电压源23接收电源电压vdd，在图2a中的功率放大器21从调制电源电路25接收调制电压vpa。接着，电源放大器21基于调制电压vpa进行操作。
图2b的示意图，示出了基于包络追踪方案提供至功率放大器的功率以及该功率放大器消耗的功率之间的关系。曲线ln2表示供应至功率放大器21的调制电压vpa，斜线所示的区域(ppa)表示功率放大器21实际的功率消耗，而虚线网点所示的区域(pa2)表示功率放大器21中不必要的功率损失。
请一并参考图1b和2b。在图1b和2b中，斜线所示的区域(ppa)的大小相同，但是虚线网点所示的区域(pa1,pa2)的大小则不同。由于在调制电源电路25的输出端npa产生的调制电压vpa具有类似输入信号sin的趋势，因此图2b中所示的用虚线网点表示的区域比图1b中用虚线网点表示的区域小得多(pa2<<pa1)。因此，通过提供时变的功率至功率放大器21，调制电源电路25的功率利用率变得更加有效，并且可以降低功率浪费量。
图3为根据本发明实施例的调制电源电路的内部模块的示意图。该调制电源电路25包括：dc-dc电压转换器26和电源调制器28。该电源调制器28包括：开关转换器281和线性放大器283，其中该开关转换器281进一步包括：(路径)选择电路281a和降压电路(step-downcircuit)281b。
该线性放大器283电连接至dc-dc电压转换器26和功率放大器21。该降压电路281b电连接至功率放大器21，以及路径选择电路281a电连接在dc-dc电压转换器26和降压电路281b之间。
根据本发明实施例，调制电源电路25提供的调制电压vpa包括：dc分量(vpa_dc)和ac(交流)分量(vpa_ac)。开关转换器281用于提供调制电压的dc分量vpa_dc，而线性放大器283用于提供调制电压的ac分量vpa_ac。
调制电源电路25可以与控制电路20共同地操作。控制电路20关注便携式设备的使用环境，选择与功率放大器有关的合适的设置，以及确定调制电源电路25的操作应该如何调整。
例如，控制电路20可以产生并发送开关控制信号ssc1,ssc2以及路径选择信号spath至调制电源电路25。开关控制信号ssc1被发送至dc-dc电压转换器26，以及另一开关控制信号ssc2被发送至路径选择电路281a和降压电路281b。路径选择信号spath被发送至路径选择电路281a。
如图3所示，线性放大器283从dc-dc电压转换器26接收调整电压vm。另外，线性放大器283接收包络追踪信号venv。线性放大器283利用调整电压vm作为其操作电压，并且进一步放大包络追踪信号venv以产生调制电压的ac分量vpa_ac。由于调整电压vm为时变的，因此线性放大器283的操作电压也随着时间变化。
路径选择电路281a例如可以为开关。通过受到路径选择信号spath的控制，路径选择电路281a可以将来自dc-dc电压转换器26的调整电压vm传导至降压电路281b，或者将来自电压源23的电源电压vdd传导至降压电路281b。如此，降压电路281b接收电源电压vdd和调整电压vm之一作为其输入电压。出于说明的目的，开关转换器281接收的输入电压可以定义为dc输入电压vdc_in。
接着，降压电路281b将dc输入电压vdc_in转换为调制电压的dc分量vpa_dc。调制电压的dc分量vpa_dc小于dc输入电压vdc_in。
如上所述，dc-dc电压转换器接收来自电压源23的电源电压vdd并将其转换为调整电压vm。另外，调整电压vm可以大于或小于电源电压vdd。关于dc-dc电压转换器26如何操作的细节示出在图4，5a，5b，6，7a及7b中。
图4为根据本发明实施例的调制电源电路中使用的dc-dc电压转换器的示意图。该dc-dc电压转换器26包括：4个模式开关sw1,sw2,sw3,sw4,电感l1和负载电容cld。模式开关sw1,sw2,sw3,sw4的开关状态受到开关控制信号ssc1的控制，并且根据dc-dc电压转换器26的操作模式而动态地调整。
对于便携式设备的正常操作，dc-dc电压转换器一般优先操作为降压转换器。在此情形下，dc-dc电压转换器26的操作在图5a和7a中讨论。
有时，当电池电量低或者需要支持高功率ue时，希望dc-dc电压转换器操作为升压转换器。在此情形下，dc-dc电压转换器26的操作在图5b和7b中讨论。
图5a为降压模式的dc-dc电压转换器的示意图。当dc-dc电压转换器26作为降压转换器操作在降压模式时，调整电压vm小于电源电压vdd。同时，模式开关sw1,sw2交替地导通，模式开关sw3保持断开，以及模式开关sw4保持闭合。当dc-dc电压转换器操作在降压模式时，模式开关sw1,sw2,sw3,sw4的开关状态如图7a所示。
图5b为升压模式的dc-dc电压转换器的示意图。当dc-dc电压转换器26作为升压转换器操作在升压模式时，调整电压vm大于电源电压vdd。同时，模式开关sw1保持导通，模式开关sw2保持断开，以及模式开关sw3,sw4交替地导通。当dc-dc电压转换器操作在升压模式时，模式开关sw1,sw2,sw3,sw4的开关状态如图7b所示。
图6为用来控制dc-dc电压转换器的模式开关的开关控制信号ssc1的波形示意图。开关控制信号ssc1的周期用t1表示。开关控制信号ssc1在脉冲持续时间d1期间为高电平，而在非脉冲持续时间(t1-d1)期间为低电平。
图7a为当dc-dc电压转换器操作在降压模式中时，模式开关的开关状态的示意图。在dc-dc电压转换器26操作在降压模式的情形中，图7a的上面部分示出了：如果开关控制信号在脉冲持续时间d1期间为高电平，则模式开关sw1导通而模式开关sw2断开；以及图7a的下面部分示出了：如果开关控制信号ssc1在非脉冲持续时间(t1-d1)期间为低电平，则模式开关sw1断开而模式开关sw2导通。
图7b为当dc-dc电压转换器操作在升压模式中时，模式开关的开关状态的示意图。在dc-dc电压转换器26操作在升压模式的情形中，图7b的上面部分示出了：如果开关控制信号在脉冲持续时间d1期间为高电平，则模式开关sw3导通，而模式开关sw4断开；以及图7a的下面部分示出了：如果开关控制信号ssc1在非脉冲持续时间(t1-d1)期间为低电平，则模式开关sw3断开而模式开关sw4导通。
图8为根据本发明实施例的调制电源电路的配置的示意图。调制电源电路35包括：dc-dc电压转换器36和电源调制器38。电源调制器38包括：线性放大器383，开关转换器381和输出电容cout。开关转换器381进一步包括：选择电路381a和降压电路381b。输出电容cout电连接至输出端npa和接地端gnd。
选择电路381a包括：两个选择开关sw_u1,sw_u2,受开关控制信号ssc2的控制。选择开关sw_u2电连接在dc-dc电压转换器36和降压电路381b之间，以及选择开关sw_u1电连接在电压源33和降压电路381b之间。
如上所述，开关转换器381的输入电压定义为dc输入电压vdc_in，其可以选自电源电压vdd和调整电压vm之一。当开关控制信号ssc2接通选择开关sw_u1时，电源电压vdd被视为开关转换器381的dc输入电压vdc_in。当开关控制信号ssc2接通选择开关sw_u2时，调整电压vm被视为开关转换器381的dc输入电压vdc_in。
根据本发明实施例，降压电路381b执行降压功能。换言之，开关转换器381的输出电压，也就是调制电压的dc分量vpa_dc，小于dc输入电压vdc_in。降压电路381b包括：电感l2和降压开关swd。降压开关swd根据开关控制信号ssc2的电压电平选择性地导通。关于dc-dc电压转换器26如何操作的细节示意在图10，11，12a，12b，13a和13b中。
在调制电源电路35，45中，dc-dc电压转换器36和46的效率优于线性放大器383和483的效率。如此，优先地使用dc-dc电压转换器36和46来提供主要的调制电压vpa。另外，调制电压的ac分量vpa_ac的电压电平最好降低。因此，提出图9所示的ac耦合方案来降低线性放大器383的功率消耗。
图9为使用ac耦合方案的调制电源电路的示意图。该调制电源电路45包括：dc-dc电压转换器46和电源调制器48。该电源调制器48包括：线性放大器483，开关转换器481，以及耦合电容ccp。不同于输出电容cout，耦合电容ccp电连接在线性放大器483和输出端nap之间。
开关转换器481包括：选择电路481a和降压电路481b。选择电路481a进一步包括：选择开关sw_u1,sw_u2，以及降压电路481进一步包括：电感l2和降压开关swd。开关转换器481的操作类似于开关转换器381，因此细节不再冗余地示出。
当使用ac耦合方案时，线性放大器483的输出端电连接至耦合电容ccp的负端(－)。这意味着耦合电容ccp两端之间存在电容电压差δv，从而可以抑制线性放大器483的输出的摆动。相应地，可以降低线性放大器483的输出功率，以及调制电源电路45的总功率消耗。
如果ac信号的摆动的初始变化范围为3v～5v，以及如果使用的耦合电容ccp允许调制电压的ac分量vpa_ac的摆动的变化范围降低至1v～3v，那么线性放大器(图9)的输出的摆动更加小于线性放大器383(图8)的输出的摆动。基于ac耦合方案，线性放大器483需要的功率变得更少，因此调制电源电路45的效率变得更好。
图10为选择电路的实施方案的示意图。调制电源电路57包括：dc-dc电压转换器56，线性放大器583，开关转换器58以及耦合电容ccp。
开关转换器58包括：选择开关sw_u1，sw_u2，降压开关swd，电感l2，以及控制开关sw_c。在图10中，选择开关sw_u1假定为pmos晶体管m1，以及选择开关sw_u2假定为另一pmos晶体管m2。降压开关swd假定为nmos晶体管m3。
在图10中，控制开关sw_c电连接至控制电路以接收互补的开关控制信号ssc2’。互补的开关控制信号ssc2’具有相对于开关控制信号ssc2的逻辑电平。控制信号sw_c的开关状态受到路径选择信号spath的控制。路径选择信号spath可以用来将互补的开关控制信号ssc2’传导至晶体管m2或晶体管m1。
晶体管m1的源极端电连接至电压源53，用于接收电源电压vdd。晶体管m2的源极端电连接至dc-dc电压转换器56，用于接收调整电压vm。晶体管m1，m2，m3的漏极端电连接在一起。晶体管m3的栅极端电连接至控制电路以接收互补的开关控制信号ssc2’。晶体管m1，m3的栅极端选择性地电连接至控制电路以接收互补的开关控制信号ssc2’。根据本发明实施例，晶体管m1和m2的体端子(bodyterminal)的连接与一些参数有关，例如电源电压vdd和调整电压vm的电压电平，电源电压vdd和调整电压vm中的哪一个被选择为dc输入电压vdc_in，等等。
在图10中，在同一时间，晶体管m1和m2中仅有一个导通。当路径选择信号spath选择传导互补的开关控制信号ssc2’至晶体管m1时，晶体管m1导通以及电源电压vdd被视为dc输入电压vdc_in。当路径选择信号spath选择传导互补的开关控制信号ssc2’至晶体管m2时，晶体管m2导通以及调整电压vm被视为dc输入电压vdc_in。
图11为用于控制dc-dc电压转换器中的降压开关的开关控制信号ssc2的示意图。开关控制信号ssc2的周期用t2表示。开关控制信号ssc2在脉冲持续时间d2期间为高电平，开关控制信号ssc2在非脉冲持续时间(t1-d2)期间为低电平。
在一些应用中，功率放大器可能需要支持高功率ue(userequipment，用户设备)，以及可能需要高于电池可以支持的调制电压vpa。在这样的情况下，dc输入电压vdc_in必须大于电源电压vdd。否则，调制电压vpa_dc的dc分量会不足够。
根据本发明实施例，可以通过控制电路自由地调整开关控制信号ssc1,ssc2以及dc输入电压vdc_in，从而支持功率放大器的不同应用的各种要求。关于如何调整晶体管m1和m2的体端子的连接以响应开关控制信号ssc2和dc输入电压vdc_in的不同设置的细节示意在图12a,12b,13a,和13b中。
图12a为当调整电压vm小于电源电压(vm<vdd)且选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图。表1列出了图12a所示的晶体管m1，m2，m3的开关状态以及体端子的连接。第一排对应图12a的上面部分，以及第二排对应图12a的下面部分。
表一
当选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in时，无论开关控制信号ssc2如何变化，晶体管m2均保持断开。另一方面，晶体管m1，m3根据开关控制信号ssc2的电压电平，选择性地导通。
图12a的上面部分显示：当开关控制信号ssc2为高电平(ssc2’＝l，脉冲持续时间d2)时，晶体管m1导通而晶体管m3断开。图12a的下面部分显示：当开关控制信号ssc2为低电平(ssc2’＝h，非脉冲持续时间(t2-d2))时，晶体管m1断开而晶体管m3导通。
由于假定图12a中的调整电压vm小于电源电压vdd，因此保持断开的晶体管(也就是，图12a上面部分和下面部分中所示的晶体管m2)的体端子偏置在电源电压vdd处以保证在晶体管m2处没有产生泄漏电流。因此，在图12a中，晶体管m1和m2的体端子均偏置在电源电压vdd处。
图12b为当调整电压vm小于电源电压(vm<vdd)且选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图。表2列出了图12b所示的晶体管m1，m2，m3的开关状态和体端子的连接。第一排对应图12b的上面部分，以及第二排对应图12b的下面部分。
表二
当选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in时，不管开关控制信号ssc2如何变化，晶体管m1均保持断开。另一方面，晶体管m2，m3根据开关控制信号ssc2的电压电平，交替地导通。
图12b的上面部分显示：当开关控制信号ssc2为高电平(ssc2’＝l，脉冲持续时间d2)时，晶体管m2导通而晶体管m3断开。图12a的下面部分显示：当开关控制信号ssc2为低电平(ssc2’＝h，非脉冲持续时间(t2-d2))时，晶体管m2断开而晶体管m3导通。
由于假定图12b中的调整电压vm小于电源电压vdd，因此保持断开的晶体管(也就是，图12b上面部分和下面部分中所示的晶体管m1)的体端子偏置在电源电压vdd处以保证在晶体管m1处没有产生泄漏电流。因此，在图12b中，晶体管m1的体端子偏置在电源电压vdd而晶体管m2的体端子偏置在调整电压vm。
图13a为当调整电压vm大于电源电压(vm>vdd)且选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图。表3列出了图13a中所示的连接状态。第一排对应图13a的上面部分，以及第二排对应图12a的下面部分。
表三
当选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in时，不管开关控制信号ssc2如何变化，晶体管m2均保持断开。另一方面，晶体管m1，m3根据开关控制信号ssc2的电压电平，选择性导通。
图13a的上面部分显示：当开关控制信号ssc2为高电平(ssc2’＝l，脉冲持续时间d2)时，晶体管m1导通而晶体管m3断开。图13a的下面部分显示：当开关控制信号ssc2为低电平(ssc2’＝h，非脉冲持续时间(t2-d2))时，晶体管m1断开而晶体管m3导通。
由于假定图13a的调整电压vm大于电源电压vdd，因此保持断开的晶体管(也就是，图13a上面部分和下面部分中所示的晶体管m2)的体端子偏置在调整电压vm处以保证在晶体管m2处没有产生泄漏电流。因此，在图13a中，晶体管m1的体端子偏置在电源电压vdd处而晶体管m2的体端子偏置在调整电压vm。
图13b为当调整电压vm大于电源电压(vm>vdd)且选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in时，开关转换器的配置的示意图。表4列出了图13b中所示的连接状态。第一排对应图13b的上面部分，以及第二排对应图13b的下面部分。
表四
当选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in时，不管开关控制信号ssc2如何变化，晶体管m1均保持断开。另一方面，晶体管m2，m3根据开关控制信号ssc2的电压电平，交替导通。
图13b的上面部分显示：当开关控制信号ssc2为高电平(ssc2’＝l，脉冲持续时间d2)时，晶体管m2导通而晶体管m3断开。图13a的下面部分显示：当开关控制信号ssc2为低电平(ssc2’＝h，非脉冲持续时间(t2-d2))时，晶体管m1断开而晶体管m3导通。
由于假定图13b中的调整电压vm大于电源电压vdd，因此保持断开的晶体管(也就是，图13b上面部分和下面部分中所示的晶体管m1)的体端子偏置在调整电压vm处以保证在晶体管m1处没有产生泄漏电流。因此，在图13b中，晶体管m1和m2的体端子偏置调整电压vm。
请一并参考图12a和13a。在选择电源电压vdd作为dc输入电压vdc_in的情形中，晶体管m1的体端子连接至电源电压vdd，同时晶体管m2的体端子的连接不固定但是取决于电源电压vdd和调整电压vm之间的大小。尽管晶体管m2在图12a和13a中均保持为断开，但是晶体管m2在这些图中的连接并不完全相同。
当电源电压vdd大于调整电压vm时，晶体管m2的体端子接收电源电压(vdd)(图12a)。当电源电压vdd小于调整电压vm时，晶体管m2的体端子接收调整电压vm(图13a)。或者说，晶体管m2(其在电源电压vdd被视为dc输入电压vdc_in时保持断开)的体端子电连接至电源电压vdd和调整电压vm中具有较大电压电平者。
请一并参考图12b和13b。在选择调整电压vm作为dc输入电压vdc_in的情形中，晶体管m2的体端子连接至调整电压vm，同时晶体管m1的体端子的连接不固定但是取决于电源电压vdd和调整电压vm之间的大小。尽管晶体管m1在图12b和13b中均保持为断开，但是晶体管m1在这些图中的连接并不完全相同。
当电源电压vdd大于调整电压vm时，晶体管m1的体端子接收电源电压(vdd)(图12b)。当电源电压vdd小于调整电压vm时，晶体管m1的体端子接收调整电压vm(图13b)。或者说，晶体管m1(其在调整电压vm被视为dc输入电压vdc_in时保持断开)的体端子电连接至电源电压vdd和调整电压vm中具有更大电压电平者。
如上所述，调制电源电路包括：电源调制器，向功率放大器供应调制电压vpa，该调制电压vpa包括：ac分量vpa_ac和dc分量vpa_dc。另外，提供了一种调制电源电路的控制方法。该控制方法可以归结为如下步骤。
首先，通过dc-dc电压转换器将电源电压vdd转换为调整电压vm。调整电压vm可以大于或小于电源电压vdd。接着，线性放大器根据调整电压和包络追踪信号venv，产生调制电压的ac分量vpa_ac。包络追踪信号venv实时追踪功率放大器的输入信号sin的振幅变化。另一方面，开关转换器也接收电源电压vdd。开关转换器进一步利用电源电压vdd和调整电压vm之一作为dc输入电压vdc_in并且转换dc输入电压vdc_in为调制电压的dc分量vpa_dc。开关转换器执行降压转换使得调制电压的dc分量vpa_dc小于dc输入电压vdc_in。
如上所述，可以改善调制电源电路的功率效率和热降低(thermalreduction)。另外，可以改善功率放大器的线性度，以及功率放大器可以提供更高的操作功率。调制电源电路可以在许多效率和电池寿命至关重要的门户应用中使用。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。