一种旋转变压器的解码方法和系统与流程

本发明涉及一种旋转变压器的解码方法和系统。

背景技术：

旋转变压器是在电机控制领域作为电机的角度和转速的传感器使用。旋转变压器由定子和转子构成，定子安装在电机的定子上，转子安装在电机的转子上。在旋转变压器一次侧输入正弦交流驱动电压，则会在二次侧感应出频率和一次侧相同、幅值随着定子和转子角度变化的正弦和余弦两路交流电压信号。通过正弦和余弦的输出信号就可以解算出电机的转子的角度和旋转速度。现有的解码技术方案普遍成本较高，本方案通过使用的软件来实现硬件的部分功能，并且使用主控芯片的资源来代替专用解码芯片，从而减少解码的成本。

旋转变压器因为精度和很高耐恶劣环境的能力原因，常作为电机控制中的位置和速度传感器，需要通过解码电路来解算出电机转子的角度和旋转速度，最先出现的是专用的硬件解码芯片，相继又出现了软件解码的方案。但是因为二者的成本都较高，所以在能满足解码要求的基础上，能降低成本的方案就会有比较大的优势。

现有技术：

现有的技术是通过专用解码芯片或可编程芯片，将二次侧电压的两路信号解算为电机转子的角度和速度来为电机控制使用。

现有的方案，如果使用硬件解码方案，即使用专用解码芯片进行解码，需要将芯片输出的微弱的正弦信号放大为可以带100ma以上电流100～200ω的负载的电压信号，并通过电压偏移电路将旋转变压器输出的正弦和余弦信号调节到芯片的ad采样范围内，供芯片进行解码，解码后通过spi通信或者abz信号的方式发送给电机控制器使用。

如果使用软件解码方案，即使用可编程芯片进行解算，需要设计一个波形发生电路，信号放大电路。从旋转变压器出来的信号，需要经过解调、滤波和电压偏移电路、ad采样，才能进入到可编程芯片。可编程逻辑芯片多采用fpga芯片，使用其可编程硬件功能和rdc算法来实现电机转子角度和速度的解算。

现有的技术最主要有以下缺点：

1)使用专用硬件解码芯片成本是比较高的，一个硬件解码芯片的价格和一个电机控制器主控芯片的价格相当；

2)现有的软件解码方案，需要在外部进行滤波和解调过程，就需要的外部电路较多，整个的价格同硬件解码没有相对优势。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种价格便宜、设计合理的旋转变压器的解码方法和系统。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种旋转变压器的解码方法，它包括如下步骤：

步骤一：器件相关初始化配置，旋转变压器的参数初始化；

步骤二：对反馈信号进行解调和滤波；

步骤三：计算旋转变压器滤波后的角度；

步骤四：补偿旋转变压器角度后，计算速度；

它还包括中断程序，中断程序包括如下步骤：

取下一个pwm波形的占空比装入compa(每个循环周期中，当pwm内部的计数器的值大于compa的时候，就会将电平置低，从而产生电平高低变化的pwm波形)；

采样旋转变压器正弦和余弦反馈值；

消除正弦和余弦反馈的直流分量；

返回主循环(主循环是指主控芯片在正常运行时进入的一个最外面的死循环，该循环中所有的指令在一个循环内都会遍历执行一次)。

作为优选方式，所述的中断程序由定时器中断。

一种旋转变压器的解码系统，它包括主控芯片、pwm滤波电路、功率放大电路、反馈信号电压偏移电路和旋转变压器；

所述的主控芯片带有dsp处理功能和ad模块,可采用德州仪器公司的dsp2000系列的芯片作为主控芯片，并且该芯片是主流的电机控制器的主控芯片；

主控芯片的信号输出端通过pwm滤波电路和功率放大电路与旋转变压器相连；

旋转变压器的信号输出端通过反馈信号电压偏移电路与主控芯片连接。

作为优选方式，pwm滤波电路和功率放大电路包括电容、运算放大器和电阻；

电容包括第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容和第八电容；

运算放大器包括第一运算放大器和第二运算放大器；

电阻包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻与第九电阻；

第一电容的一端接旋转变压器的exc端，第一电容的另一端分别连接第三电容、第一运算放大器和第一电阻，第一电阻串联第二电容，第二电容接地,旋转变压器的exc端接地；

第一运算放大器的反相输入端与输出端连接，第一运算放大器的同相输入端分别连接第二电阻和第四电容，第四电容接地，第二电阻通过第三电阻与第二运算放大器的输出端链接，第二电阻与第三电阻的公共节点连接第三电容，第三电容再分别连接第一运算放大器的输出端和反向输入端；

第二运算放大器的输出端与其反相输入端之间设置第四电阻，第四电阻并联第五电容，第二运算放大器的反相输入端还依次通过第五电阻和第六电阻与接口相连；

第五电阻和第六电阻的公共节点连接第六电容，第六电容和第七电容串联，第六电容与第七电容的公共节点接地，第二运算放大器的同相输入端分别连接第八电容、第七电阻和第八电阻，第八电阻通过第九电阻与接口连接，第八电阻和第九电阻的公共端连接第七电容，第八电容和第七电阻并联并接地。

作为优选方式，反馈信号电压偏移电路包括正弦电压偏移电路和余弦电压偏移电路，所述的余弦电压偏移电路包括第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第三运算放大器、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻和第十五电阻；

主控芯片分别连接第十五电阻、第十二电容，第十二电容接地；

第十五电阻连接第三运算放大器，第三运算放大器的输出端通过第十四电阻与第三运算放大器的反相输入端，第十四电阻并联第十一电容，第三运算放大器的同相输入端分别连接第十二电阻、第十三电阻和第十电容，第十电容通过第十三电容接地，第十电容与第十三电容的公共节点连接1.5v电源，1.5v电源还连接第十三电阻；

第十电阻与第九电容并联后作为一个整体再并联到第三运算放大器的同相输入端和反相输入端上以及旋转变压器的recos+和recos-端；

所述的正弦电压偏移电路包括第十四电容、第十五电容、第十六电容、第十七电容、第十八电容、第四运算放大器、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻和第二十一电阻；

主控芯片分别连接第二十一电阻、第十七电容，第十七电容接地；

第二十一电阻连接第四运算放大器，第四运算放大器的输出端通过第二十电阻与第四运算放大器的反相输入端，第二十电阻并联第十六电容，第四运算放大器的同相输入端分别连接第十八电阻、第十九电阻和第十五电容，第十五电容通过第十八电容接地，第十五电容与第十八电容的公共节点连接1.5v电源，1.5v电源还连接第十九电阻；

第十六电阻与第十四电容并联后作为一个整体再并联到第四运算放大器的同相输入端和反相输入端上以及旋转变压器的resin+和resin-端；

作为优选方式，主控芯片包括如下功能：

①pwm波形产生和ad采样的中断函数；硬件电路中的pwm波形是通过主控芯片经过调制的pwm波形，其原理是在每个正弦波周期中，调制16个脉宽随正弦波幅值变化的pwm波形，并通过pwm模块发出；此外在每个定时器中断时，pwm方波发出的时候，进行一次旋转变压器输出波形的采样，这样就可以在每个输出波形的周期内采样16次，作为下一步计算的数据；

②解调函数；该函数用来解调来自旋转变压器的正弦和余弦输入信号，通过在移动窗口中找到正弦和余弦信号的绝对值的最大值作为信号包络激发信号的峰值；窗口函数的长度是信号激励函数的采样点数；

③低通滤波函数；通过软件滤波后的信号为旋转变压器反馈信号的正最大值包络线，需要通过三角计算和角度扩充才能得到0～360°范围的角度；

④角度计算，经过低通滤波函数的正弦和余弦波形可以通过反正切函数来计算出角度θ1和θ2，如公式1和公式2：

θ1＝arctan(sinx/cosx)————公式1；

θ2＝arctan(cosx/sinx)————公式2；

其中：sinx是经过滤波的正弦信号，cosx是经过滤波的余弦信号；

再用θ1减去θ2，就可以得到θ的估算值；

即：

θ＝θ1-θ2；

其中θ为估算的转子电角度；

⑤补偿函数；因为滤波程序的执行，旋转变压器的最后测得的角度是滞后于实际的信号的，所以需要将角度提前，得到旋转变压器的电角度；转子的机械角度可以通过电角度计算获得，转子的速度可以用角度的变化对时间进行微分获得。

作为优选方式，来自旋转变压器的正弦和余弦采样频率是500khz，励磁信号的频率为10khz，那么窗口函数的长度为50，每50相邻值滑移进行比较。

作为优选方式，滤波器的参数选取通过matlab的数字滤波器获得。

作为优选方式，旋转变压器的最后测得的角度具体提前多少，由滤波函数的阶数确定；补偿的角度可以通过matlab的数字滤波器获得；最后得到的角度即是旋转变压器的电角度。

本发明的有益效果是：利用现有的芯片资源，合理设计，尽量避免使用单独的芯片进行解码，进一步降低了成本。

附图说明

图1为pwm滤波和功率放大电路；

图2为余弦电压偏移电路结构示意图；

图3为正弦电压偏移电路结构示意图；

图4为经过解调和滤波的正弦波形；

图5为θ1和θ2的计算；

图6为程序的流程图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

旋转变压器是在电机控制领域作为电机的角度和转速的传感器使用。旋转变压器由定子和转子构成，定子安装在电机的定子上，转子安装在电机的转子上。在旋转变压器一次侧输入正弦交流驱动电压，则会在二次侧感应出频率和一次侧相同、幅值随着定子和转子角度变化的正弦和余弦两路交流电压信号。通过正弦和余弦的输出信号就可以解算出电机的转子的角度和旋转速度。现有的解码技术方案普遍成本较高，本方案通过使用的软件来实现硬件的部分功能，并且使用主控芯片的资源来代替专用解码芯片，从而减少解码的成本。

如图6所示，一种旋转变压器的解码方法，它包括如下步骤：

步骤一：器件相关初始化配置，旋转变压器的参数初始化；

步骤二：对反馈信号进行解调和滤波；

步骤三：计算旋转变压器滤波后的角度；

步骤四：补偿旋转变压器角度后，计算速度；

它还包括中断程序，中断程序包括如下步骤：

取下一个pwm波形的占空比装入compa(每个循环周期中，当pwm内部的计数器的值大于compa的时候，就会将电平置低，从而产生电平高低变化的pwm波形)；

采样旋转变压器正弦和余弦反馈值；

消除正弦和余弦反馈的直流分量；

返回主循环(主循环是指主控芯片在正常运行时进入的一个最外面的死循环，该循环中所有的指令在一个循环内都会遍历执行一次)。

在一个优选实施例中，所述的中断程序由定时器中断。

一种旋转变压器的解码系统，它包括主控芯片、pwm滤波电路、功率放大电路、反馈信号电压偏移电路和旋转变压器；

所述的主控芯片带有dsp处理功能和ad模块,采用德州仪器公司的dsp2000系列的芯片作为主控芯片，并且该芯片是主流的电机控制器的主控芯片；

主控芯片的信号输出端通过pwm滤波电路和功率放大电路与旋转变压器相连；

旋转变压器的信号输出端通过反馈信号电压偏移电路与主控芯片连接。

在一个优选实施例中，如图1所示，pwm滤波电路和功率放大电路包括电容、运算放大器和电阻；

电容包括第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容和第八电容；

运算放大器包括第一运算放大器和第二运算放大器；

电阻包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻与第九电阻；

第一电容的一端接旋转变压器的exc端，第一电容的另一端分别连接第三电容、第一运算放大器和第一电阻，第一电阻串联第二电容，第二电容接地,旋转变压器的exc端接地；

第一运算放大器的反相输入端与输出端连接，第一运算放大器的同相输入端分别连接第二电阻和第四电容，第四电容接地，第二电阻通过第三电阻与第二运算放大器的输出端链接，第二电阻与第三电阻的公共节点连接第三电容，第三电容再分别连接第一运算放大器的输出端和反向输入端；

第二运算放大器的输出端与其反相输入端之间设置第四电阻，第四电阻并联第五电容，第二运算放大器的反相输入端还依次通过第五电阻和第六电阻与接口相连，图1中的接口为jp0，它包括四个端子，分别是dether端、epwm端、rescos端和ressin端，第六电阻与dether端连接，第九电阻连接epwm端；

第五电阻和第六电阻的公共节点连接第六电容，第六电容和第七电容串联，第六电容与第七电容的公共节点接地，第二运算放大器的同相输入端分别连接第八电容、第七电阻和第八电阻，第八电阻通过第九电阻与接口连接，第八电阻和第九电阻的公共端连接第七电容，第八电容和第七电阻并联并接地。

在一个优选实施例中，如图2和图3所示，反馈信号电压偏移电路包括正弦电压偏移电路和余弦电压偏移电路，所述的余弦电压偏移电路包括第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第三运算放大器、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻和第十五电阻；

主控芯片通过接口的rescos端分别连接第十五电阻、第十二电容，第十二电容接地；

第十五电阻连接第三运算放大器，第三运算放大器的输出端通过第十四电阻与第三运算放大器的反相输入端，第十四电阻并联第十一电容，第三运算放大器的同相输入端分别连接第十二电阻、第十三电阻和第十电容，第十电容通过第十三电容接地，第十电容与第十三电容的公共节点连接1.5v电源，1.5v电源还连接第十三电阻；

第十电阻与第九电容并联后作为一个整体再并联到第三运算放大器的同相输入端和反相输入端上以及旋转变压器的recos+和recos-端；

所述的正弦电压偏移电路包括第十四电容、第十五电容、第十六电容、第十七电容、第十八电容、第四运算放大器、第十六电阻、第十七电阻、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻和第二十一电阻；

主控芯片通过接口的ressin端分别连接第二十一电阻、第十七电容，第十七电容接地；

第二十一电阻连接第四运算放大器，第四运算放大器的输出端通过第二十电阻与第四运算放大器的反相输入端，第二十电阻并联第十六电容，第四运算放大器的同相输入端分别连接第十八电阻、第十九电阻和第十五电容，第十五电容通过第十八电容接地，第十五电容与第十八电容的公共节点连接1.5v电源，1.5v电源还连接第十九电阻；

第十六电阻与第十四电容并联后作为一个整体再并联到第四运算放大器的同相输入端和反相输入端上以及旋转变压器的resin+和resin-端。

在一个优选实施例中，主控芯片包括如下功能：

①pwm波形产生和ad采样的中断函数；硬件电路中的pwm波形是通过主控芯片经过调制的pwm波形，其原理是在每个正弦波周期中，调制16个脉宽随正弦波幅值变化的pwm波形，并通过pwm模块发出；此外在每个定时器中断时，pwm方波发出的时候，进行一次旋转变压器输出波形的采样，这样就可以在每个输出波形的周期内采样16次，作为下一步计算的数据；

②解调函数；该函数用来解调来自旋转变压器的正弦和余弦输入信号，通过在移动窗口中找到正弦和余弦信号的绝对值的最大值作为信号包络激发信号的峰值；窗口函数的长度是信号激励函数的采样点数；使用窗口函数滑移进行比较得到最大的绝对值作为信号的包络线，实现解调，再通过滤波、计算角度、和相位补偿，把误差做到可控，使用软件代替了硬件解调电路和滤波电路的功能，有效降低了成本。

③低通滤波函数；通过软件滤波后的信号为旋转变压器反馈信号的正最大值包络线，需要通过三角计算和角度扩充才能得到0～360°范围的角度；

④角度计算，如图5所示，经过低通滤波函数的正弦和余弦波形可以通过反正切函数来计算出角度θ1和θ2，如公式1和公式2：

θ1＝arctan(sinx/cosx)————公式1；

θ2＝arctan(cosx/sinx)————公式2；

其中：sinx是经过滤波的正弦信号，cosx是经过滤波的余弦信号；

再用θ1减去θ2，就可以得到θ的估算值；

即：

θ＝θ1-θ2；

其中θ为估算的转子电角度；

⑤补偿函数；因为滤波程序的执行，旋转变压器的最后测得的角度是滞后于实际的信号的，所以需要将角度提前，得到旋转变压器的电角度；转子的机械角度可以通过电角度计算获得，转子的速度可以用角度的变化对时间进行微分获得。

在一个优选实施例中，来自旋转变压器的正弦和余弦采样频率是500khz，励磁信号的频率为10khz，那么窗口函数的长度为50，每50相邻值滑移进行比较。

在一个优选实施例中，滤波器的参数选取通过matlab的数字滤波器获得，如图4所示。

在一个优选实施例中，旋转变压器的最后测得的角度具体提前多少，由滤波函数的阶数确定；补偿的角度可以通过matlab的数字滤波器获得；最后得到的角度即是旋转变压器的电角度。

本发明是将硬件的功能通过软件进行实现，从而节约了硬件的成本。

实施例中，电子器件的参数如下：

第一电阻：47ω；第二电阻：3.3k；第三电阻：3.3k；第四电阻：68k；第五电阻：5.1k；第六电阻：10k；第七电阻：68k；第八电阻：5.1k；第九电阻：10k；第十电阻：47k；第十一电阻：11k；第十二电阻：11k；第十三电阻:10k；第十四电阻:10k；第十五电阻：2k；第十六电阻：47k；第十七电阻：11k；第十八电阻:11k；第十九电阻:10k；第二十电阻:10k；第二十一电阻:2k；第一电阻到第二十一电阻对应附图中的r1到r21；

第一电容：1uf；第二电容：47nf；第三电容：4.7nf；第四电容：1.2nf；第五电容：220pf；第六电容：1nf；第七电容：1nf和第八电容：220pf；第九电容：47pf；第十电容：330pf；第十一电容：330pf；第十二电容：1nf；第十三电容：100nf；第十四电容：47pf；第十五电容：330pf；第十六电容：330pf；第十七电容：1nf；第十八电容：100nf；第一电容到第十八电容对应附图中的c1到c18。

所述的第一运算放大器(图1中的u1a)、第二运算放大器(图1中的u1b)的型号是opa2209aidr；第三运算放大器(图2中的u2a)和第四运算放大器(图3中的u2b)的型号为tlv2772cdr。

本方案的保护点是：

1.使用窗口函数滑移进行比较得到最大的绝对值作为信号的包络线，实现解调，再通过滤波、计算角度、和相位补偿，把误差做到可控，使用软件代替了硬件解调电路和滤波电路的功能，有效降低了成本。

2.利用主控芯片少部分的资源和ad模块，节约避免使用单独的芯片进行解码，进一步降低了成本。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，应当指出的是，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。