本发明涉及一种用于次同步振荡分析的vsc-hvdc系统，属于电力系统控制技术领域。
背景技术：
随着能源开发、电能传输以及电力系统规模日益扩大，采用直流输电技术的必要性与日俱增。基于电压源型换流器的高压直流输电技术(vsc-hvdc)称为柔性直流输电技术。它具有可以工作在无源逆变方式下，实现有功和无功的独立控制及功率的四象限运行等优点。然而vsc-hvdc系统可能引起发电机组的次同步振荡。
时域仿真分析法是研究次同步振荡的一种重要方法。由于次同步振荡是电磁暂态过程，需要采用电磁暂态仿真软件。vsc-hvdc系统包含许多非线性器件，全控型器件的开关过程和控制系统较为复杂，而且对次同步振荡特性具有显著的影响。因此，建立一种精确的vsc-hvdc系统电磁暂态仿真模型对于开展与vsc直流输电相关的电力系统次同步振荡研究具有重要意义。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的缺陷，提供一种用于次同步振荡分析的vsc-hvdc系统，对于开展与vsc-hvdc系统相关的次同步振荡研究具有重要意义。
为解决上述技术问题，本发明提供一种用于次同步振荡分析的vsc-hvdc系统，包括两侧换流器vsc1和vsc2，两侧换流器各自依次连接串联电抗器，串联电阻和电力变压器，在串联电阻和电力变压器之间设交流滤波器；所述两侧换流器vsc1和vsc2均采用全控型器件igbt；所述两侧换流器vsc1和vsc2均采用双闭环控制器结构，包括外环控制器和内环电流控制器；所述换流器vsc1侧采用定直流电压、定交流电压控制，所述换流器vsc2侧采用定有功功率、定交流电压控制；所述两侧换流器的双闭环控制器的输出经换流器的基频控制后得到基频三相开关函数；所述基频三相开关函数作为调制波信号，与高频三角载波信号进行pwm调制，得到igbt的门极触发信号。
前述的两侧换流器vsc1和vsc2采用三相6脉动桥式电路。
前述的换流器vsc1的外环控制器的输入的是直流电压/交流电压的设定值，与直流电压/交流电压测量值的偏差信号通过pi调节器，输出为电流参考值的d轴/q轴分量；内环电流控制器将外环控制器输出的电流参考值的d轴/q轴分量作为输入，输入与三相电流测量值d轴/q轴分量的偏差信号通过pi调节器，得到d轴/q轴虚拟中间变量ud1/uq1，并通过下式所示的控制原理，得到换流器vsc1侧交流电压的d轴/q轴分量ucd1/ucq1，
其中，usd1，usq1为换流器vsc1侧电网三相电压的d轴，q轴分量，ω为dq旋转坐标系的旋转速度，l1为vsc1侧串联电抗值，iq1，id1为换流器vsc1侧交流电流的d轴，q轴分量。
前述的换流器vsc2的外环控制器的输入的是有功功率/交流电压的设定值，与有功功率/交流电压测量值的偏差信号通过pi调节器，输出为电流参考值的d轴/q轴分量；内环电流控制器将外环控制器输出的电流参考值的d轴/q轴分量作为输入，输入与三相电流测量值d轴/q轴分量的偏差信号通过pi调节器，得到d轴/q轴虚拟中间变量ud2/uq2，并通过下式所示的控制原理，得到换流器vsc2侧交流电压的d轴/q轴分量ucd2/ucq2，
其中，usd2，usq2为vsc2侧电网三相电压的d轴，q轴分量，ω为dq旋转坐标系的旋转速度，l2为vsc2侧串联电抗值，iq2，id2为换流器vsc2侧交流电流的d轴，q轴分量。
前述的换流器的基频控制过程如下：
双闭环控制器将得到的换流器侧交流电压d、q分量看成xy坐标轴的两个直角分量，并将其转换为极坐标系下的ρ、θ分量，对幅值分量ρ作如下所示伸缩，即：
其中，udc为直流电压，
由此得到的新的ρ′θ分量转换为直角坐标系下的值；
再通过逆park变换得到换流器侧三相电压uca、ucb、ucc，然后通过变换得到基频三相开关函数sa、sb、sc。
前述的换流器侧三相电压与基频三相开关函数之间的关系为：
其中，ω为dq旋转坐标系的旋转速度，δ为开关函数的基频分量相对于电源电压的相角。
本发明的有益效果在于：
本发明通过采用时域仿真方法研究次同步振荡问题时，可以得到系统中各电压、电流随时间变化的规律，对于开展与vsc-hvdc系统相关的次同步振荡研究具有重要意义。
附图说明
图1是vsc-hvdc系统原理图；
图2是换流器内部结构图；
图3是换流器vsc1控制原理图；
图4是换流器vsc2控制原理图；
图5是换流器vsc1基频控制原理图；
图6是本发明方法建模后vsc1侧直流电压(设定参考值为500kv)；
图7是本发明方法建模后vsc2侧有功功率(设定参考值为-200mw)。
具体实施方式
下面对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
本发明的用于电力系统次同步振荡分析的vsc-hvdc系统，如图1所示，包括换流器、串联电抗器、直流电容器、电力变压器和交流滤波器。图1中，t1是vsc1侧电力变压器，us1是vsc1侧电源侧电压，r1、l1为vsc1侧串联电阻、电抗，uc1是vsc1侧换流器侧电压，t2是vsc2侧电力变压器，us2是vsc2侧电源侧电压，r2、l2为vsc2侧串联电阻、电抗，uc2是vsc2侧换流器侧电压。vsc-hvdc系统的核心部件为igbt阀。由于igbt是一种可自关断器件，不需要换相电流，可根据门极的控制脉冲来通断，进而使得换流器可在四象限运行。
如图1所示，两侧换流器vsc1和vsc2均采用全控型器件igbt。换流器采用三相6脉动桥式电路，其内部结构如图2所示。图2中，uca,ucb,ucc,是换流器侧三相电压，t1～t6是6个全控型器件igbt。串联电抗器是实现有功功率与无功功率双重控制的重要元件，其两端的基波电压决定了交流网络与换流器的有功和无功交换。直流电容器为开关电流提供一个低感抗通路，同时作为一个储能设备起到抑制直流电压波动的作用。交流电流在经过串联电抗器和交流滤波器之后已经接近正弦波，因此变压器采用普通电力变压器即可。换流器交流侧pwm波形包含一定的谐波分量会在交流侧产生一定的谐波电流，需要交流滤波器消除谐波电压。
根据基尔霍夫电压定律，vsc换流器交、直流侧电路在abc坐标系中的数学模型为：
其中，usa、usb、usc为电网三相电压，uca、ucb、ucc为换流器侧三相电压，ia、ib、i为三相交流电流，r为串联电阻，l为串联电抗。
c
引入abc-dq坐标变换矩阵p，将vsc换流器数学模型从abc坐标系变换为dq极坐标，具体如下：
其中，ω为dq旋转坐标系的旋转速度。
则从abc到dq坐标变换的一般方程为：
xdq＝p·xabc(3)
其中，xdq是park变换的值；xabc是与其对应的三相坐标系值。各电压、电流的dq极坐标具体为：
电网三相电压usa、usb、usc的park变换如下式所示：
其中，usd，usq为电网三相电压的d轴，q轴分量；
换流器侧三相电压uca、ucb、ucc的park变换如下式所示：
其中，ucd，ucq为换流器侧三相电压的d轴，q轴分量；
三相交流电流ia、ib、ic的park变换如下式所示：
其中，id，iq为三相交流电流的d轴，q轴分量。
将式(6)的三相交流电流对时间t求导，得到：
对式(1)等号两侧同乘坐标变换矩阵p，得到：
进一步，得到：
显然，vsc输出电流的d、q轴分量与vsc三相电压的d、q轴分量相互耦合。引入一对虚拟中间变量ud和uq，令：
则式(9)可以改写为：
上式中vsc输出电流的dq轴分量仅与vsc三相逆变电压的虚拟同轴分量相关，而与异轴分量无关，即实现了控制上的解耦。
vsc换流站采用双闭环控制器结构，包括外环控制器和内环电流控制器，就整个vsc-hvdc系统而言，要保证受电端输出的功率等于送电端输入的功率减去直流系统的损耗，从而实现有功功率的动态平衡。因此，vsc-hvdc两个换流站的有功控制目标必须不同。设定图1中vsc1侧为定直流电压、定交流电压控制；vsc2侧为定有功功率、定交流电压控制。则对于vsc1换流器，外环控制器的输入的是直流电压的设定值，与相应测量值的偏差信号通过pi调节器，输出为电流参考值的d轴分量；对于vsc2换流器，外环控制器的输入的是有功功率的设定值，与相应测量值的偏差信号通过pi调节器，输出为电流参考值的q轴分量。
内环电流控制为，将外环控制器输出的电流参考值的d轴(q轴)分量作为相应内环电流控制器的输入。输入与相应测量值的偏差信号通过pi调节器，得到相应虚拟中间变量，并通过式(11)所示的控制原理，得到换流器侧交流电压的d轴(或q轴)分量。
具体的，解耦后的vsc1侧控制原理如图3所示，控制过程为：直流电压设定值vdcref1与其测量值vdc1的偏差信号通过pi调节器，得到目标外环控制器的输出，即电流参考值的d轴分量idref1；该idref1作为内环电流控制器的输入，其值与三相电流测量值经park变换得到的d轴分量id1相减，偏差信号通过pi调节器，得到虚拟中间变量ud1；然后根据式(11)所示的控制原理，得到换流器vsc1侧交流电压的d轴分量ucd1。
vsc1侧交流电压设定值vacref1与其测量值vac1的偏差信号通过pi调节器，得到目标外环控制器的输出，即电流参考值的q轴分量iqref1；该iqref1作为内环电流控制器的输入，其值与三相电流测量值经park变换得到的q轴分量iq1相减，偏差信号通过pi调节器，得到虚拟中间变量uq1；然后根据式(11)所示的控制原理，得到换流器vsc1侧交流电压的q轴分量ucq1。
解耦后的vsc2侧控制原理如图4所示，控制过程为：有功功率设定值pref2与其测量值p2的偏差信号通过pi调节器，得到目标外环控制器的输出，即电流参考值的d轴分量idref2；该idref2作为内环电流控制器的输入，其值与三相电流测量值经park变换得到的d轴分量id2相减，偏差信号通过pi调节器，得到虚拟中间变量ud2；然后根据式(11)所示的控制原理，得到换流器vsc2侧交流电压的d轴分量ucd2。
vsc2侧交流电压设定值vacref2与其测量值vac2的偏差信号通过pi调节器，得到目标外环控制器的输出，即电流参考值的q轴分量iqref2；该iqref2作为内环电流控制器的输入，其值与三相电流测量值经park变换得到的q轴分量iq2相减，偏差信号通过pi调节器，得到虚拟中间变量uq2；然后根据式(11)所示的控制原理，得到换流器vsc1侧交流电压的q轴分量ucq2。
电压源换流器vsc基频控制：电压源换流器的交流电压是一个电平交替的脉冲，若忽略谐波，其基频分量是与电网电压同频的正弦波形。所以在基频情况下，电压源换流器的开关函数可以统一地用一个正弦函数表示：
式中，sa、sb、sc为三相开关函数，δ为开关函数的基频分量相对于电源电压的相角。
又由于：
双闭环控制器得到的换流器侧交流电压d、q分量ucd、ucq经过逆park变换，得到换流器侧三相电压uca、ucb、ucc。然后根据式(13)，可以得到基频三相开关函数sa、sb、sc，udc为直流电压的值。
以vsc1为例说明电压源换流器基频控制过程。如图5所示，双闭环控制器将得到的vsc1换流器侧交流电压d、q分量ucd1、ucq1看成xy坐标轴的两个直角分量，并将其转换为极坐标系下的ρ、θ分量。对幅值分量ρ作如下所示伸缩，即：
其中，udc1为vsc1侧直流电压。
由此得到的新的ρ′θ分量转换为直角坐标系下的值。再通过逆park变换得到换流器vsc1侧三相电压uca1、ucb1、ucc1。然后根据式(13)，可以得到基频三相开关函数sa1、sb1、sc1，vsc2换流器基频控制策略与vsc1完全相同。
pwm控制：把基频三相开关函数sa、sb、sc作为调制波信号，与高频三角载波信号进行pwm调制，得到igbt的门极触发信号。
图6是本发明方法建模后vsc1侧直流电压(设定参考值为500kv)，从图中可以看出，当vsc1侧直流电压设定值为500kv时，采用本发明的电压外环、电流内环双闭环控制策略能够使得输出直流电压维持在设定值500kv。
图7是本发明方法建模后vsc2侧有功功率(设定参考值为-200mw)，从图中可以看出，当vsc2侧有功功率设定值为-200mw时，采用本发明的功率外环、电流内环双闭环控制策略能够使得输出有功功率维持在设定值-200mw。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。