一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器的制作方法

本发明涉及三相整流器领域，具体涉及一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器。

背景技术：

随着电力电子技术的快速发展，电力电子装置广泛应用于国民经济各领域中。然而，电力电子装置的大量使用也带来了一些不可忽视的问题，目前很多变流装置需要整流环节来获得直流电平，传统的相控整流和二极管整流不但直流侧电压质量不高，而且会对电网注入大量谐波，造成电网“污染”。一般来说，抑制电网谐波污染的途径有两种：一种是设置补偿装置，比如有源、无源滤波器，但是其补偿特性容易受到电网运行状态和阻抗特性的影响；另一种是对变流装置自身进行改造，将pwm(pulsewidthmodulation脉冲宽度调制)技术引入到整流器中，提高系统动态响应速度，实现网侧电流正弦化和单位功率因数。

近年来随着整流技术的发展，三相三电平整流器可以使耐压低工作电流小的功率开关器件应用在高压大功率场合，并且比两电平更加显著的降低电流谐波而在工业生产中得到广泛应用，但是如何进一步提高三相三电平整流器的工作效率、抑制电网谐波、提高功率因数以及降低生产成本等综合性能成为一大难题。

技术实现要素：

本发明专利的目的在于提出一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器，来进一步抑制电网谐波，提高功率因数和工作效率，减少全控器件的使用数量，降低生产成本并实现功率分配及网侧电流正弦化。

本发明的技术方案是一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器，一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器，所述第一整流电路和第二整流电路输出端并联；所述控制电路包括第一采样电路、第一驱动电路、第二采样电路、第二驱动电路、过零信号检测电路和dsp处理器；所述第一驱动电路的输出端和第一整流电路的控制端连接；所述第二驱动电路的输出端和第二整流电路的控制端连接；所述第一采样电路输出端、第二采样电路输出端、过零信号检测电路输出端分别和dsp处理器输入端连接。

进一步的，所述第一整流电路包括三相桥式不控整流电路和dc-dc变换器，三相桥式不控整流电路和dc-dc变换器依次串联，所述三相桥式不控整流电路由6个二极管组成的3个桥臂构成；所述3个桥臂的中点作为三相交流输入端。

进一步的，所述dc-dc变换器为boost型升压电路。

进一步的，所述第二整流电路为二极管箝位svpwm整流电路，包括第一桥臂、第二桥臂、直流侧电容c1、c2，所述第一桥臂与第二桥臂的电路结构相同，均由第一导通开关s1、第二导通开关s2、第三导通开关s3、第四导通开关s4、第一箝位开关d1和第二箝位开关d2构成；所述第一导通开关s1的负极同时与第二导通开关s2的正极和第一箝位开关d1的阴极相连，第二导通开关s2的负极与第三导通开关s3的正极连接，第三导通开关s3的负极同时与第四导通开关s4的正极和第二箝位开关d2的阳极连接，第一箝位开关d1的阳极与第二箝位开关d2的阴极连接；直流侧电容c1、c2依次串联后与第一桥臂和第二桥臂并联，电容c1、c2的中点作为中性点n；第一桥臂和第二桥臂的箝位开关的中点分别连接到中性点n；第一桥臂的中点、第二桥臂的中点、中性点n分别经串联电抗器后作为三相交流输入端。

优选的，所述导通开关由igbt反并联二极管组成。

优选的，所述箝位开关为二极管。

进一步的，所述第一采样电路和第二采样电路包括霍尔电压电流传感器。

进一步的，所述dsp处理器型号为tms320f2812。

所述的非三相桥臂对称结构的混合三相整流的控制方法，具体步骤如下：

步骤1：采样直流侧电压udc、输出总电流idc、第一整流电路电流idc2，采用自适应功率分配算法确定电流分配系数α；

步骤2：采样三相桥式不控整流电路输出电流iindc2，计算直流侧电压udc与参考电压udref的误差，此误差信号经过第三pi控制器，第三pi控制器的输出值乘以k(1-α)，结果作为第一整流电路电流内环的电流参考值，此电流参考值与采样电流iindc2相比较，差值经过第四pi控制器，根据第四pi控制器输出生成spwm信号，作为第一整流电路的boost型升压电路开关管的驱动信号；

步骤3：将直流侧电流idc乘以电流分配系数α，和直流侧电压参考值udref、直流侧电压udc作为滑模控制器的输入，滑模控制器的输出作为有功功率参考量αpref；

步骤4：采样有功功率p2、无功功率q2和交流电压相位θ，计算有功功率参考量αpref与有功功率p2的误差，此误差信号经第二pi控制器得到参考电压矢量urd；

步骤5：令无功功率参考量qref＝0,计算无功功率q2与无功功率参考量qref的误差，此误差信号经第一pi控制器得到参考电压矢量urq；

步骤6：将参考电压矢量urd、urq进行两相旋转坐标系到两相静止坐标系的反旋转坐标变换，得到urα、urβ，由此进行svpwm调制，生成的pwm信号作为三相两桥臂三电平整流电路开关管的驱动信号。

进一步的，上述步骤1中，自适应功率分配算法具体为:通过采样电路采样第一整流电路和第二整流电路直流侧输出电压电流信号，得到其输出功率，当负载情况发生变化时，两整流电路输出功率之比也会随之发生变化。通过改变电流的参考值idref来实现输出侧功率分配，并保证网侧单位功率因数运行。则电流参考值的分配系数为：

其中，po1为第二整流电路输出功率，po2为第一整流电路输出功率。

第一整流电路的电流内环参考给定值为k(1-α)idc；第二整流电路给定电流参考值为αidc。

进一步的，上述步骤3中，滑模控制器的具体设计为：功率外环是通过瞬时有功功率和瞬时无功平衡方程来描述直流电压的动态过程，选取以有功功率和无功功率为变量的滑模面：

混合整流器工作在单位功率因数状态下，无功功率为零，则：

qref＝q＝0(3)

对于有功功率滑模面，在任意一个开关周期内，不计电路等效阻抗损耗和开关损耗，交流侧输入功率和直流侧功率相等，则有：

式中pac为交流侧输入功率，pdc为直流侧功率，cudcdudc/2dt为直流侧上下两个电容的瞬时功率，为负载瞬时功率，整理后可以得到：

联立式子(2)和(4)，由于功率外环的直接控制量为udc，则滑模面s2可变为：

式中k为控制系数且不为零；一个开关周期内，相对功率内环，直流电压的参考量udref默认为定值，则将式(5)代入(6)中得：

由于式(7)满足滑模面s2＝pref-p＝0，得到

滑模控制器的输出：

本技术方案采用自适应功率分配算法，实现第一整流电路和第二整流电路之间的功率均衡分配；针对第一整流电路采用含有功率分配系数和修正系数的pi控制器，针对第二整流电路采用pi滑模复合控制策略，该复合控制策略的外环采用功率滑模变结构控制，内环采用pi控制器。

本发明的工作原理是：第一采样电路和第二采样电路采集直流侧输出端及交流侧输入端电压电流信号，经a/d转换后传入dsp控制器，通过dsp控制器对采样信号进行分析运算，进而进行三电平的svpwm调制，再通过驱动电路来控制第一整流电路和第二整流电路三相两桥臂三电平整流器的开关器件的开通与关断；过零信号检测电路来检测正弦电压过零点，通过dsp控制器捕捉上升沿，实现电网频率的锁相，为控制信号计算提供相位角度。

本发明的有益效果是：相比于传统三相三电平电压型pwm整流器，不仅减小开关管应力，降低了生产成本，而且控制方法易于数字实现，可以有效的抑制交流侧谐波，提高工作效率，实现输出功率分配及网侧单位功率因数运行。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1为本发明电路结构框图。

图2为本发明电路图。

图3为本发明的控制电路原理图。

图4为第二整流电路的等效电路图。

图5为第二整流电路工作模式1等效电路图。

图6为第二整流电路工作模式2等效电路图。

图7为第二整流电路工作模式3等效电路图。

图8为第二整流电路工作模式4等效电路图。

图9为第二整流电路工作模式5等效电路图。

图10为第二整流电路工作模式6等效电路图。

图11为第二整流电路工作模式7等效电路图。

图12为第二整流电路工作模式8等效电路图。

图13为第二整流电路工作模式9等效电路图。

图14为第一整流电路输入侧电流波形。

图15为第二整流电路输入侧电流波形。

图16为本发明输入侧的电流和电压波形。

图17为本发明输出侧电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式，对本发明进一步详细说明。

如图1所示，一种非三相桥臂对称结构的混合三相整流器，所述第一整流电路和第二整流电路输出端并联；所述控制电路包括第一采样电路、第一驱动电路、第二采样电路、第二驱动电路、过零信号检测电路和dsp处理器；所述第一驱动电路的输出端和第一整流电路的控制端连接；所述第二驱动电路的输出端和第二整流电路的控制端连接；所述第一采样电路输出端、第二采样电路输出端、过零信号检测电路输出端分别和dsp处理器输入端连接。

所述第一整流电路包括三相桥式不控整流电路和dc-dc变换器，三相桥式不控整流电路和dc-dc变换器依次串联，所述三相桥式不控整流电路由6个二极管组成的3个桥臂构成；所述3个桥臂的中点经串联电抗器后作为三相交流输入端。所述dc-dc变换器为boost型升压电路。

如图2所示，va(t)、vb(t)、vc(t)为三相对称相电压，ia1、ib1、ic1为第二整流电路的网侧输入端三相电流，ia2、ib2、ic2为第一整流电路的网侧输入端三相电流；l1、l2、l3为第二整流电路的网侧滤波电感(三相滤波电感大小相等)，r1、r2、r3为等效电阻，l4、l5、l6为第一整流电路的网侧滤波电感(三相滤波电感大小相等)；ld为第一整流电路中boost型dc-dc变换器的升压电感；s1、s2、s6、s7为第二整流电路的上桥臂igbt(insulatedgatebipolartransistor复合全控型电压驱动式功率半导体开关管)，s3、s4、s8、s9为第二整流电路的下桥臂igbt,s5为dc-dc变换器的开关管；c1、c2为直流侧电容，rl为阻性负载；udc为直流侧输出电压，idc为直流侧输出总电流，id1为第二整流电路直流侧输出电流,idc2为第一整流电路直流侧输出电流。

第一整流电路的三相二极管桥由六个二极管组成，其输入端与三相交流电源va(t)、vb(t)、vc(t)同相接入端连接，输出端依次串联升压电感ld，并联开关管s5，串联二极管d5，再与串联的电容c1、c2，电阻负载rl并联组成回路，二极管d5保证能量在第一整流电路中的单向流动。第二整流电路的两桥臂由igbt和二极管组成，输入a相经电抗器l1与a桥臂中点相连，输入b相经电抗器l2与b桥臂中点相连，输入c相经电抗器l3与中性点n直接相连。每个桥臂的上桥臂、下桥臂分别由2个串联的igbt组成，2个串联的二极管连接在上桥臂中点、下桥臂中点之间(串联的二极管负极与上桥臂中点连接)，每个igbt反并联二极管，每个桥臂的串联二极管的中点与中性点n相连接；每个桥臂的上、下结点分别与串联的输出电容c1、c2和电阻负载rl并联连接。交流侧电感主要用于滤除网侧的电流谐波，直流侧电容c1、c2作为储能元件，提供一个平稳的电压输出；第一整流电路和第二整流电路工作于不同拓扑结构和工作频率，二者相互并联共为同一负载供电，第一整流电路、第二整流电路的输入电流合成为与网侧电压同步的正弦电流。

其中，需要进一步说明的是本发明中第二整流电路所采用的拓扑结构，其等效电路如图4所示，其中sa＝1表示s1和s2导通；sa＝0表示s2和s3导通；sa＝-1表示s3和s4导通。sb＝1表示s6和s7导通；sb＝0表示s7和s8导通；sb＝-1表示s8和s9导通。假设中性点n为动态电压平衡状态，并且uc1＝uc2＝udc/2，则van、vbn分别有3种电平-udc/2、0、udc/2，vab有5种电平-udc、-udc/2、0、udc/2、udc，各开关管的耐压值为udc/2，从而有效地减小了开关管的电压应力，降低了生产成本。从等效电路中可以看出，三相两桥臂三电平整流器共有9种工作模式，具体如图5-13所示：

1)工作模式1(sa＝0,sb＝0；s2、s3、s7、s8导通)：van＝vbn＝vab＝0，等效电路图如图5所示。

2)工作模式2(sa＝1,sb＝0；s1、s2、s7、s8导通)：van＝vab＝udc/2,vbn＝0；

电流ia减小，当vbc＞0时，ib增大，当vbc＜0时，ib减小，等效电路图如图6所示。

3)工作模式3(sa＝1,sb＝1；s1、s2、s6、s7导通)：van＝vbn＝udc/2,vab＝0；电流ia、ib减小，ic增大，等效电路图如图7所示。

4)工作模式4(sa＝0,sb＝1；s2、s3、s6、s7导通)：van＝0,vbn＝udc/2,vab＝-udc/2；当vac＞0时，电流ia增大，当vac＜0时，ia减小；电流ib减小，等效电路图如图8所示。

5)工作模式5(sa＝-1,sb＝1；s3、s4、s6、s7导通)：van＝-udc/2,vbn＝udc/2,vab＝-udc，电流ia增大，ib减小，等效电路图如图9所示。

6)工作模式6(sa＝-1,sb＝0；s3、s4、s7、s8导通)：van＝-udc/2,vbn＝0,vab＝-udc/2，电流ia增大，当vbc＞0时，ib增大，当vbc＜0时，ib减小，等效电路图如图10所示。

7)工作模式7(sa＝-1,sb＝-1；s3、s4、s8、s9导通)：van＝-udc/2,vbn＝-udc/2,vab＝0，电流ia、ib增大，ic减小，等效电路图如图11所示。

8)工作模式8(sa＝0,sb＝-1；s2、s3、s8、s9导通)：van＝0,vbn＝-udc/2,vab＝udc/2，当vac＞0时，ia增大，当vac＜0时，ia减小，电流ib增大，等效电路图如图12所示。

9)工作模式9(sa＝1,sb＝-1；s1、s2、s8、s9导通)：van＝udc/2,vbn＝-udc/2,vab＝udc，电流ia减小，ib增大，等效电路图如图13所示。

本发明的控制电路由采样电路、dsp控制器、过零信号检测电路、辅助电源模块和驱动保护电路等组成；所述功率分配只需实现对直流侧电流的分配即可达到对输出功率的分配，控制电路采用自适应功率分配算法，实现两整流器之间的直流侧电流分配，α为电流分配系数；所述pi滑模复合控制策略，外滑模控制器的输出为内环有功功率的参考值。

针对第一整流电路电压控制环采用pi控制器，电压pi控制器的输入为直流侧采样电压udc，直流侧电压给定参考值为udcref，由电压pi控制器的输出值生成电流内环的参考电流值，为对该整流模块进行功率分配，引入分系数为k(1-α)，其中k为修正系数，0＜k≤1000；从而得到电流内环的参考值为k(1-α)idc，通过采样电路得到电流采样值为iindc2，将两者的差值作为pi控制器的输入，由pi控制器的输出经过相关驱动电路生成spwm信号，作为第一整流电路的boost型升压电路开关管的驱动信号；针对第二整流电路采用pi滑模复合控制策略，该复合控制策略的外环采用滑模变结构控制器，内环采用pi控制器。

具体控制过程如下：三相电压的有效值为220v/50hz，交流侧电感l1＝4mh、l2＝2mh，升压电感ld＝4mh,电容c1＝c2＝c＝2200uf；第一整流电路的开关频率为10khz，第二整流电路的开关频率为12khz，输出电压期望值为650v，综合考虑系统动态性能和稳态性能进行设计，第一整流电路电压外环第三pi控制参数为0＜kp3≤58，ki3＝11，第一整流电路内环第四pi控制参数为kp4＝45，ki4＝15；第二整流电路第一pi控制参数为kp1＝40，ki1＝22，第二整流电路内环第二pi控制参数为0＜kp2≤42，ki2＝18，外环滑模控制参数k＝120，控制器采用tms320f2812型号dsp芯片作为核心运算、采样控制、功率分配以及驱动信号的分配等。如图3所示采样得到直流侧输出电压udc、输出电流idc、id1、idc2，计算电流分配系数α＝po1/(po1+po2)＝(idc-idc2)/idc，分配后的电流参考量k(1-α)idc与电流实际值iindc2之间的误差经过pi调节器输出至dsp芯片，产生spwm信号，经驱动电路实现对第一整流电路的功率控制。对于第二整流电路，分配后的电流αidc与给定电压udref、输出电压udc经过滑模控制器输出，得到有功功率的参考量αpref。在单位功率因数运行时，无功功率的参考量qref＝0；瞬时有功功率的实际值p2、瞬时无功功率的实际值q2及网侧电压的相位由交流侧采样得到；有功功率和无功功率的参考量与实际值之间的误差经过pi控制器进行单位功率因数控制，功率内环两个pi控制器的输出为参考电压矢量urd，urq；然后经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的反旋转坐标变换，即得到urα，urβ；由此进行三电平的svpwm调制，产生驱动信号，实现对第二整流电路的功率控制及网侧单位功率因数控制。

图14所示为第一整流电路输入侧稳定电流波形，按照具体实施过程中所列控制参数进行仿真验证，从波形中可看出，此时第一整流电路输出电流波形存在畸变，工作状态类似于有源滤波器工作状态；图15为第二整流电路输入侧电流波形，通过将图14与图15波形比对可发现，将图14与图15的电流波形叠加在一起为图16波形，图16为本装置输入侧的接入电网电流波形，从中可以看出总电流正弦化程度较好，且总电流与电压同相位，满足整流器输出要求，在实际电路设计时由于减少电容的个数，可大幅度减小混合整流器体积。

图17为本装置的直流侧电压输出波形，从图中可看出混合整流器能够稳定输出直流电压，稳定到650v，从初始时刻到达稳定时间约为一个工频周期。

dsp处理器通过控制电路对第一整流电路和第二整流电路进行功率均衡分配。有效地抑制谐波，实现电压的稳定输出及网侧单位功率因数控制。采用本发明，通过三相级联不控升压整流器和非三相桥臂对称结构的三电平整流并联可以减少电容，提高变换器的功率密度，从而大幅度提高整流器的工作效率；本发明所提出的混合三电平整流器所采用全控器件仅为9个，与传统的三电平整流器桥电路相比，减少了全控器件的使用数量，节约成本。