并联谐振式双向隔离型高增益DC-DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子
技术领域：
，特别涉及一种并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器。
背景技术：
：目前，智能电网已经成为未来能源发展的关键技术和主体方向，其涵盖的交直流微电网中所涉及的新能源发电由于其间歇性、随机性和不稳定性，需要增加储能单元对新能源发电进行互补和存储。为了在交直流微电网中使储能单元的电能安全、稳定、平滑地接入接出，双向隔离型dc-dc(directcurrenttodirectcurrent，直流转直流)变换器是十分关键的技术设备。为了适应未来智能电网高标准的技术要求，双向隔离型dc-dc变换器需要具备高效、高增益、高功率密度、低成本和低电流纹波的优势，而开发同时满足多项高标准的双向隔离型dc-dc变换器是需要进一步突破的技术瓶颈。相关技术中，双向隔离型dc-dc变换器主要包括双有源桥式、llc谐振式、cllc谐振式、开关z源式以及各类带吸收电路的半桥式和全桥式，其中，针对双有源桥式和谐振式双向隔离型dc-dc变换器的研究较多，他们具备高效、高可靠性等优点，然而它们至少需要8个有源开关管，依靠变压器的变比实现高增益变换，而且在功率控制和低电流纹波方面也存在诸多问题。针对这些问题，一些相关技术文献对其进行了改进和分析的研究。例如，为了降低电流纹波并提高效率，一种相关技术提出电流馈电型双向隔离dc-dc变换器，低压侧由带输入电感的半桥结构构成，高压侧由带三抽头的全桥结构加两个电容构成，能够实现宽输入范围、低电流纹波、低导通损耗和软开关操作。然而三抽头的变压器不仅会增大体积而且会增加损耗，需要6个有源开关管的同时还需要四个半桥式的电容，较大地影响到成本和体积的优势。为了提高双向隔离型dc-dc变换器电压增益比和效率，另一种相关技术提出了新型的高变换比高校的双向隔离型dc-dc变换器，低压侧使用双电流馈电型电路以降低电流纹波和导通损耗，高压侧使用隔直电容以降低变压器的电压和回收漏感的能量，仅需要4个有源开关管，能够实现低电流纹波、高增益和高效率。然而，未能实现软开关操作，而且低压侧的漏感影响无法消除，这将导致开关损耗增加，有源开关管的电流尖峰高。此外，还有一种相关技术提出了基于gan器件的高效双向隔离型dc-dc变换器，低压侧由中心抽头的有源钳位电路构成，高压侧由基于gan器件的半桥电路构成，包含4个主开关管和2个有源钳位的辅助开关管，有源钳位的结构和gan器件能够解决低压侧和高压侧的漏感影响问题，实现高效、高增益和高功率密度等优点。然而，不能解决低压侧的电流纹波问题。因此，为了能够同时实现高效、高增益、高功率密度、低成本和低电流纹波的优势，双向隔离型dc-dc变换器仍然需要进一步研究与开发。技术实现要素：本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此，本发明的目的在于提出一种并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器，该变换器可以使得变换器效率更高、进一步提高增益，降低成本，输入电流纹波小，并且结构简单，易于实现。为达到上述目的，本发明实施例提出了一种并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器，其特征在于，包括：交错升压单元，所述交错升压单元包括第一电感l1、第二电感l2、第一开关管s1、第二开关管s2和低压输入源vlin或低压负载rll，其中，所述第一电感l1的一端和所述第一开关管s1的漏极与第一节点a相连，所述第二电感l2的一端和所述第二开关管s2的漏极与第二节点b相连，所述第一电感l1的另一端和所述第二电感l2的另一端与所述低压输入源vlin的正极或所述低压负载rll的一端相连，所述第一开关管s1的源极和所述第二开关管s2的源极与所述低压输入源vlin的负极或所述低压负载rll的另一端相连；并联谐振单元，所述并联谐振单元通过所述第一节点a和所述第二节点b与所述交错升压单元相连，所述并联谐振单元包括并联电容cp、变压器tr，变压器漏感llp，其中，所述并联电容cp的一端和所述变压器tr一次侧的同名端与所述第一节点a相连，所述并联电容cp的另一端和所述变压器tr一次侧的异名端与所述第二节点b相连，所述变压器tr二次侧的同名端与第三节点c相连，所述变压器tr二次侧的异名端与第四节点d相连；buck-boost单元，所述并联谐振单元通过所述第三节点c和所述第四节点d与所述buck-boost单元相连，所述buck-boost单元包括第三开关管s3、第四开关管s4、隔直电容cs、输出电容co和高压输入源vhin或高压负载rhl，其中，所述第三开关管s3的源极和所述第四开关管s4的漏极与所述第三节点c相连，所述隔直电容cs的一端与所述第四节点d相连，所述第三开关管s3的漏极和所述输出电容co的一端与所述高压输入源vhin的正极或所述高压负载rhl的一端相连，所诉第四开关管s4的源极和所述输出电容co的另一端与所述高压输入源vhin的负极或所述高压负载rhl的另一端相连。本发明实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器，可以在变压器变比为1时将所述低压输入源的电压35v升压变换为高压负载的电压400v，也可以将所述高压输入源的电压400v降压变换为低压负载的电压35v，能够实现软开关操作，低压侧包含双电感，且仅有4个有源开关管，从而使得双向隔离型dc-dc变换器效率更高、且进一步提高增益，降低成本，输入电流纹波小，并且结构简单，易于实现。另外，根据本发明上述实施例的并联谐振式双向隔离型dc-dc变换器还可以具有以下附加的技术特征：进一步地，在本发明的一个实施例中，所述dc-dc变换器的工作模式包括升压模式和降压模式。其中，所述升压模式包括十个工作模态，且前五个工作模态与后五个工作模态相互对称，所述前五个工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。所述降压模式包括十个工作模态，且前五个工作模态与后五个工作模态相互对称，所述前五个工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述升压模式第一工作模态下，包括：所述第一开关管s1、所述第二开关管s2和所述第三开关管s3导通，所述第四开关管s4关断，所述输出电容co向所述高压负载rhl供电，且通过所述第三开关管s3向所述变压器tr反向充电。同时，所述低压输入源vhin通过所述第一开关管s1向所述第一电感l1恒压充磁，通过所述第二开关管s2向所述第二电感l2恒压充磁，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为所述变压器tr的一次侧电流，ils(t)为所述变压器tr的二次侧电流，is1(t)为所述第一开关管s1的电流，is2(t)为所述第二开关管s2的电流，is3(t)为所述第三开关管s3的电流，vhl为所述高压负载rhl的电压，llp为所述变压器tr一次侧的漏感，lls为所述变压器tr二次侧的漏感，il为所述第一电感l1和所述第二电感l2的稳态电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述升压模式第二工作模态下，包括：所述第一开关管s1和所述第三开关管s3导通，所述第二开关管s2和所述第四开关管s4关断，所述并联电容cp与所述变压器漏感llp开始谐振，所述第二开关管s2实现零电压关断，所述第二电感l2和所述变压器tr一次侧电流迅速转移到所述并联电容cp，所述输出电容co继续向所述高压负载rhl供电，继续通过所述第三开关管s3向所述变压器tr反向充电。其中公式如下：ilp(t)＝ils(t)＝il-aω1cpcos[ω1(t-t1)+θ],t∈[t1,t2]，其中，lp＝(llp+lls)，其中，vcp(t)为所述并联电容cp的电压，d1为所述第一开关管s1驱动信号和第二开关管s2驱动信号的占空比，d2为所述第三开关管s2驱动信号和第四开关管s4驱动信号的占空比，ts为所述dc-dc变换器的开关周期，cp为所述并联电容cp的容值。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述升压模式第三工作模态下，包括：所述并联电容cp的电压谐振至零，所述变压器tr一次侧电压被钳位为零，其电流线性下降，所述并联电容cp的电流转移到所述第二开关管s2的反并联二极管中进行续流，期间，所述第二开关管s2实现零电压开通，所述第二开关管s2的电流由负变为正，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，其中，ilp(t)为所述变压器tr的一次侧电流，ils(t)为所述变压器tr的二次侧电流，is1(t)为所述第一开关管s1的电流，is2(t)为所述第二开关管s2的电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述升压模式第四工作模态下，包括：所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通，所述变压器tr一次侧二次侧电流继续线性下降，期间，所述第三开关管s3进行零电压关断，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为所述变压器tr的一次侧电流，ils(t)为所述变压器tr的二次侧电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述升压模式第五工作模态下，包括：所述变压器tr的一次侧电流下降至零，所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通，所述低压输入源vlin分别通过所述第一开关管s1和所述第二开关管s2向所述第一电感l1和所述第二电感l2恒压充磁，其中公式如下：is1(t)＝is2(t)＝il,t∈[t4,t5]，其中，il为所述第一电感l1和所述第二电感l2的稳态电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述降压模式第一工作模态下，包括：所述第三开关管s3导通，所述第一开关管s1、所述第二开关管s2和所述第四开关管s4关断，所述第三开关管s3实现软开通，所述高压输入源vhin向所述变压器tr充电，所述第一电感l1和所述第二电感l2通过所述第一开关管s1的反并联二极管和所述第二开关管s2的反并联二极管续流，将所述并联电容cp的电压和所述变压器tr一次侧的电压箝位在零，所述第二开关管s2的电流逐渐转移到所述第一开关管s1中，所述变压器tr二次侧的电流线性上升，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为所述变压器tr的一次侧电流，ils(t)为所述变压器tr的二次侧电流，is1(t)为所述第一开关管s1的电流，is2(t)为所述第二开关管s2的电流，is3(t)为所述第二开关管s3的电流，vhin为所述高压输入源vhin的电压，llp为所述变压器tr一次侧的漏感，lls为所述变压器tr二次侧的漏感，il为所述第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述降压模式第二工作模态下，包括：所述第二开关管s2的电流全部转移到所述第一开关管s1的反并联二极管中，所述并联电容cp的电压不再被钳位，且与所述变压器tr发生谐振，所述第二电感l2的电流流经变压器tr一次侧进行续流，所述变压器tr二次侧的电流跟随一次侧的电流变化，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，其中，vcp(t)为所述并联电容cp的电压，icp(t)为所述并联电容cp的电流，cp为所述并联电容cp的容值。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述降压模式第三工作模态下，包括：所述第三开关管s3关断，所述第一开关管s1、所述第二开关管s2和所述第四开关管s4关断，所述变压器tr二次侧电流通过所述第四开关管s4的反并联二极管续流，所述变压器tr二次侧电压反向，电路继续谐振，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，vcp(t2)为所述并联电容cp在此工作模态初始时刻的电压，icp(t2)为所述并联电容cp在此工作模态初始时刻的电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述降压模式第四工作模态下，包括：所述变压器tr二次侧的电流上升至零，所述并联电容cp通过第一开关管s1的反并联二极管开始线性放电，其中公式如下：icp(t)＝-il,t∈[t3,t4]，其中，lp＝(llp+lls)，vtp(t)为所述变压器tr二次侧的电压。进一步地，在本发明的一个实施例中，在所述降压模式第五工作模态下，包括：所述并联电容cp的电压下降至零，且被所述第二开关管s2钳位在零，所述并联电容cp的电流转移到所述第二开关管s2中，所述第三开关管s3和所述第四开关管s4均处于关断状态，其中公式如下：is1(t)＝is2(t)＝-il,t∈[t4,t5]，其中，is1(t)为所述第一开关管s1的电流，is2(t)为所述第二开关管s2的电流，il为所述第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。附图说明本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：图1是根据本发明实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的电路结构生成示意图；图2是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器升压模式的电路结构示意图；图3是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器降压模式的电路结构示意图；图4是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器升压模式的主要理论工作波形示意图；图5是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器降压模式的主要理论工作波形示意图；图6是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第一工作模态的结构示意图；图7是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第二工作模态的结构示意图；图8是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第三工作模态的结构示意图；图9是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第四工作模态的结构示意图；图10是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第五工作模态的结构示意图；图11是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第一工作模态的结构示意图；图12是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第二工作模态的结构示意图；图13是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第三工作模态的结构示意图；图14是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第四工作模态的结构示意图；图15是根据本发明一个实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第五工作模态的结构示意图；图16是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式的主要仿真波形示意图；图17是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式的主要仿真波形示意图；图18是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式输出电压的仿真波形示意图；图19是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式输出电压的仿真波形示意图；图20是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式低压输入电流纹波的仿真波形示意图；图21是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式低压负载电流纹波的仿真波形示意图；图22是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第一开关管s1和第二开关管s2实现软开关操作的仿真波形示意图；图23是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的升压模式第三开关管s3和第四开关管s4实现软开关操作的仿真波形示意图；图24是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第一开关管s1和第二开关管s2实现软开关操作的仿真波形示意图；图25是根据本发明一个具体实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的降压模式第三开关管s3和第四开关管s4实现软开关操作的仿真波形示意图。具体实施方式下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。下面参照附图描述根据本发明实施例提出的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器。图1是本发明实施例的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的电路结构生成示意图如图1所示，该并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器10包括：交错升压单元100、并联谐振单元200和buck-boost单元300。其中，交错升压单元100包括第一电感l1、第二电感l2、第一开关管s1、第二开关管s2和低压输入源vlin或低压负载rll，其中，第一电感l1的一端和第一开关管s1的漏极与第一节点a相连，第二电感l2的一端和第二开关管s2的漏极与第二节点b相连，第一电感l1的另一端和第二电感l2的另一端与低压输入源vlin的正极或低压负载rll的一端相连，第一开关管s1的源极和第二开关管s2的源极与低压输入源vlin的负极或低压负载rll的另一端相连。并联谐振单元200通过第一节点a和第二节点b与交错升压单元100相连，谐振单元200包括并联电容cp、变压器tr，变压器漏感llp，其中，并联电容cp的一端和变压器tr一次侧的同名端与第一节点a相连，并联电容cp的另一端和变压器tr一次侧的异名端与第二节点b相连，变压器tr二次侧的同名端与第三节点c相连，变压器tr二次侧的异名端与第四节点d相连。并联谐振单元200通过第三节点c和第四节点d与buck-boost单元300相连，buck-boost单元300包括第三开关管s3、第四开关管s4、隔直电容cs、输出电容co和高压输入源vhin或高压负载rhl，其中，第三开关管s3的源极和第四开关管s4的漏极与第三节点c相连，隔直电容cs的一端与第四节点d相连，第三开关管s3的漏极和输出电容co的一端与高压输入源vhin的正极或高压负载rhl的一端相连，第四开关管s4的源极和输出电容co的另一端与高压输入源vhin的负极或高压负载rhl的另一端相连。本发明实施例的变换器10不仅能通过交错升压单元和并联谐振单元实现低压输入源到高压负载的高增益升压变换，也能通过buck-boost单元和并联谐振单元实现高压输入源到低压负载的高增益降压变换，从而使变换器效率更高，进一步提高增益，降低成本，输入电流纹波小，并且结构简单，易于实现。进一步地，在本发明的一个实施例中，dc-dc变换器的工作模式包括升压模式和降压模式。其中，升压模式包括十个工作模态，且前五个工作模态与后五个工作模态相互对称，前五个工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。降压模式包括十个工作模态，且前五个工作模态与后五个工作模态相互对称，前五个工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。可以理解的是，本发明实施例的变换器10的工作模式包括升压模式和降压模式。如图2所示，低压输入源vlin、高压负载rhl、交错并联单元100、并联谐振单元200和buck-boost单元300构成了变换器10的升压模式。如图3所示，高压输入源vhin、低压负载rll、交错并联单元100、并联谐振单元200和buck-boost单元300构成了变换器10的降压模式。具体地，升压模式包括十个工作模态，其主要理论波形如图4所示，且前五个工作模态与后五个工作模态相互对称，前五个工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。降压模式包括十个工作模态，其主要理论波形如图5所示，且前五个工作模态与后五个工作模态相互对称，前五个工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。进一步地，在本发明的一个实施例中，在升压模式第一工作模态，包括：第一开关管s1、第二开关管s2和第三开关管s3导通，第四开关管s4关断，输出电容co向高压负载rhl供电，且通过第三开关管s3向变压器反向充电。同时，低压输入源vhin通过第一开关管s1向第一电感l1恒压充磁，通过第二开关管s2向第二电感l2恒压充磁，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流，is3(t)为第三开关管s3的电流，vhl为高压负载rhl的电压，llp为变压器tr一次侧的漏感，lls为变压器tr二次侧的漏感，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。具体而言，如图6所示，在升压模式第一工作模态(t0-t1)中，第一开关管s1、第二开关管s2和第三开关管s3导通，第四开关管s4关断，输出电容co向高压负载rhl供电，且通过第三开关管s3向变压器反向充电。同时，低压输入源vhin通过第一开关管s1向第一电感l1恒压充磁，通过第二开关管s2向第二电感l2恒压充磁，有公式(1)、公式(2)、公式(3)、公式(4)成立，其中，公式(1)、公式(2)、公式(3)、公式(4)如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)变压器tr的二次侧电流，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流，is3(t)为第三开关管s3的电流，vhl为高压负载rhl的电压，llp为变压器tr一次侧的漏感，lls为变压器tr二次侧的漏感，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在升压模式第二工作模态，包括：第一开关管s1和第三开关管s3导通，第二开关管s2和第四开关管s4关断，并联电容cp与变压器漏感llp开始谐振，第二开关管s2实现零电压关断，第二电感l2和变压器一次侧电流迅速转移到并联电容cp，输出电容co继续向高压负载rhl供电，继续通过第三开关管s3向变压器反向充电。其中公式如下：ilp(t)＝ils(t)＝il-aω1cpcos[ω1(t-t1)+θ],t∈[t1,t2]，其中，lp＝(llp+lls)，其中，vcp(t)为并联电容cp的电压，d1为第一开关管s1驱动信号和第二开关管s2驱动信号的占空比，d2为第三开关管s2驱动信号和第四开关管s4驱动信号的占空比，ts为变换器10的开关周期，cp为并联电容cp的容值。可以理解的是，如图7所示，在升压模式第二工作模态(t1-t2)中，第一开关管s1和第三开关管s3导通，第二开关管s2和第四开关管s4关断，并联电容cp与变压器漏感llp开始谐振，有公式(5)成立，第二开关管s2实现零电压关断，第二电感l2和变压器一次侧电流迅速转移到并联电容cp，有公式(6)成立，输出电容co继续向高压负载rhl供电，继续通过第三开关管s3向变压器反向充电。其中，公式(5)、公式(6)如下：ilp(t)＝ils(t)＝il-aω1cpcos[ω1(t-t1)+θ],t∈[t1,t2]，(6)其中，lp＝(llp+lls)，其中，vcp(t)为并联电容cp的电压，d1为第一开关管s1驱动信号和第二开关管s2驱动信号的占空比，d2为第三开关管s2驱动信号和第四开关管s4驱动信号的占空比，ts为变换器10的开关周期，cp为并联电容cp的容值。进一步地，在本发明的一个实施例中，升压模式第三工作模态，包括：并联电容cp的电压谐振至零，变压器tr一次侧电压被钳位为零，其电流线性下降，并联电容cp的电流转移到第二开关管s2的反并联二极管中进行续流，期间，第二开关管s2实现零电压开通，第二开关管s2的电流由负变为正，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，其中，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流。可以理解的是，如图8所示，在升压模式第三工作模态(t2-t3)中，并联电容cp的电压谐振至零，变压器tr一次侧电压被钳位为零，其电流线性下降，有公式(7)成立，并联电容cp的电流转移到第二开关管s2的反并联二极管中进行续流，有公式(8)、公式(9)成立，期间，第二开关管s2实现零电压开通，第二开关管s2的电流由负变为正，其中，公式(7)、公式(8)、公式(9)如下：其中，lp＝(llp+lls)，其中，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在升压模式第四工作模态，包括：第一开关管s1和第二开关管s2导通，变压器tr一次侧二次侧电流继续线性下降，期间，第三开关管s3进行零电压关断，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流。可以理解的是，如图9所示，在升压模式第四工作模态(t3-t4)中，第一开关管s1和第二开关管s2导通，变压器tr一次侧二次侧电流继续线性下降，有公式(10)、公式(11)和公式(12)成立，期间，第三开关管s3进行零电压关断，其中，公式(10)、公式(11)和公式(12)如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在升压模式第五工作模态，包括：变压器tr的一次侧电流下降至零，第一开关管s1和第二开关管s2导通，低压输入源vlin分别通过第一开关管s1和第二开关管s2向第一电感l1和第二电感l2恒压充磁，其中，公式如下：is1(t)＝is2(t)＝il,t∈[t4,t5]，其中，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。可以理解的是，如图10所示，在升压模式第五工作模态(t4-t5)中，变压器tr的一次侧电流下降至零，第一开关管s1和第二开关管s2导通，低压输入源vlin分别通过第一开关管s1和第二开关管s2向第一电感l1和第二电感l2恒压充磁，有公式(13)成立，其中，公式(13)如下：is1(t)＝is2(t)＝il,t∈[t4,t5]，(13)其中，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，降压模式第一工作模态，包括：第三开关管s3导通，第一开关管s1、第二开关管s2和第四开关管s4关断，第三开关管s3实现软开通，高压输入源vhin向变压器tr充电，第一电感l1和第二电感l2通过第一开关管s1的反并联二极管和第二开关管s2的反并联二极管续流，将并联电容cp的电压和变压器tr一次侧的电压箝位在零，第二开关管s2的电流逐渐转移到第一开关管s1中，变压器tr二次侧的电流线性上升，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流，is3(t)为第二开关管s3的电流，vhin为高压输入源vhin的电压，llp为变压器tr一次侧的漏感，lls为变压器tr二次侧的漏感，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。可以理解的是，如图11所示，在降压模式第一工作模态(t0-t1)中，第三开关管s3导通，第一开关管s1、第二开关管s2和第四开关管s4关断，第三开关管s3实现软开通，高压输入源vhin向变压器tr充电，第一电感l1和第二电感l2通过第一开关管s1的反并联二极管和第二开关管s2的反并联二极管续流，有公式14成立，将并联电容cp的电压和变压器tr一次侧的电压箝位在零，第二开关管s2的电流逐渐转移到第一开关管s1中，变压器tr二次侧的电流线性上升，有公式(15)、公式(16)、公式(17)成立，其中，公式(14)、公式(15)、公式(16)、公式(17)如下：其中，lp＝(llp+lls)，ilp(t)为变压器tr的一次侧电流，ils(t)为变压器tr的二次侧电流，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流，is3(t)为第二开关管s3的电流，vhin为高压输入源vhin的电压，llp为变压器tr一次侧的漏感，lls为变压器tr二次侧的漏感，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在降压模式第二工作模态，包括：第二开关管s2的电流全部转移到第一开关管s1的反并联二极管中，并联电容cp的电压不再被钳位，且与变压器tr发生谐振，第二电感l2的电流流经变压器tr一次侧进行续流，变压器tr二次侧的电流跟随一次侧的电流变化，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)；其中，vcp(t)为并联电容cp的电压，icp(t)为并联电容cp的电流，cp为并联电容cp的容值。可以理解的是，如图12所示，在降压模式第二工作模态(t1-t2)中，第二开关管s2的电流全部转移到第一开关管s1的反并联二极管中，并联电容cp的电压不再被钳位，且与变压器tr发生谐振，有公式(18)和公式(19)成立，第二电感l2的电流流经变压器tr一次侧进行续流，变压器tr二次侧的电流跟随一次侧的电流变化，有公式(20)和公式(21)成立，其中，公式(18)、公式(19)、公式(20)、公式(21)如下：其中，lp＝(llp+lls)；其中，vcp(t)为并联电容cp的电压，icp(t)为并联电容cp的电流，cp为并联电容cp的容值。进一步地，在本发明的一个实施例中，在降压模式第三工作模态，包括：第三开关管s3关断，第一开关管s1、第二开关管s2和第四开关管s4关断，变压器tr二次侧电流通过第四开关管s4的反并联二极管续流，变压器tr二次侧电压反向，电路继续谐振，其中公式如下：其中，lp＝(llp+lls)，vcp(t2)为并联电容cp在此工作模态初始时刻的电压，icp(t2)为并联电容cp在此工作模态初始时刻的电流。可以理解的是，如图13所示，在降压模式第三工作模态(t2-t3)中，第三开关管s3关断，第一开关管s1、第二开关管s2和第四开关管s4关断，变压器tr二次侧电流通过第四开关管s4的反并联二极管续流，有公式(22)成立，变压器tr二次侧电压反向，电路继续谐振，有公式(23)和公式(24)成立，其中，公式(22)、公式(23)、公式(24)如下：其中，lp＝(llp+lls)，vcp(t2)为并联电容cp在此工作模态初始时刻的电压，icp(t2)为并联电容cp在此工作模态初始时刻的电流。进一步地，在本发明的一个实施例中，在降压模式第四工作模态，包括：变压器tr二次侧的电流上升至零，并联电容cp通过第一开关管s1的反并联二极管开始线性放电，其中公式如下：icp(t)＝-il,t∈[t3,t4]，其中，lp＝(llp+lls)，vtp(t)为变压器tr二次侧的电压。可以理解的是，如图14所示，在降压模式第四工作模态(t3-t4)中，变压器tr二次侧的电流上升至零，并联电容cp通过第一开关管s1的反并联二极管开始线性放电，有公式(25)和公式(26)成立，其中，公式(25)和公式(26)如下：icp(t)＝-il,t∈[t3,t4]，(26)其中，lp＝(llp+lls)，vtp(t)为变压器tr二次侧的电压。进一步地，在本发明的一个实施例中，在降压模式第五工作模态，包括：并联电容cp的电压下降至零，且被第二开关管s2钳位在零，并联电容cp的电流转移到第二开关管s2中，第三开关管s3和第四开关管s4均处于关断状态，其中公式如下：is1(t)＝is2(t)＝-il,t∈[t4,t5]，其中，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。可以理解的是，如图15所示，在降压模式第五工作模态(t4-t5)中，并联电容cp的电压下降至零，且被第二开关管s2钳位在零，并联电容cp的电流转移到第二开关管s2中，第三开关管s3和第四开关管s4均处于关断状态，有公式(27)成立，其中，公式(27)如下：is1(t)＝is2(t)＝-il,t∈[t4,t5]，(27)其中，is1(t)为第一开关管s1的电流，is2(t)为第二开关管s2的电流，il为第一电感l1和第二电感l2的稳态电流。在本发明的一个具体实施例中，对该并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器进行仿真验证。具体地，为了验证并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的理论分析，根据下表1中的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器仿真参数搭建了仿真平台。表1为并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器的仿真参数表。表1参数名称参数标号参数值额定功率pr1kw开关频率fs200khz低压输入源电压vlin35v高压输入源电压vhin400v高压负载rhl160ω低压负载rll1.225ω并联电容cp12nf隔直电容cs10μfboost电感l1、l2300μh变压器漏感llp、lls2μf在表1的参数下，并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器在升压模式下的仿真主要工作波形如图16所示，图16的仿真主要工作波形与图4的理论主要工作波形基本相符，从而验证了升压模式工作模态分析的正确性。此外，在表1的参数下，并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器在降压模式下的仿真主要工作波形如图17所示，图17的仿真主要工作波形与图5所示的理论主要工作波形基本相符，从而验证了降压模式工作模态分析的正确性。在本发明的实施例中，在升压模式下，低压输入源电压和高压负载两端电压的仿真波形如图18所示，实现了35v到400v的高增益升压变换，从而验证了并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器升压模式的高增益电压变换功能。此外，在降压模式下，高压输入源电压和低压负载两端电压的仿真波形如图19所示，实现了400v到35v的高增益降压变换，从而验证了并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器降压模式的高增益电压变换功能。本发明实施例的变换器减小了低压侧电流纹波，如图20所示，在升压模式下，低压输入电流有效值为28.75a，波动为0.5a，从而低压输入电流纹波为1.73％，如图21所示，在降压模式下，低压负载电流有效值为28.55a，波动为0.03a，从而低压负载电流纹波为0.10％，验证了并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器低电流纹波的优势。此外，本发明实施例的变换器几乎能够全部实现开关管的软开关操作，如图22所示，在升压模式下，第一开关管s1和第二开关管s2能够实现零电压开通和零电压关断；如图23所示，在升压模式下，第三开关管s3和第四开关管s4能够实现零电流软开通和零电压关断；如图24所示，在降压模式下，第一开关管s1和第二开关管s2能够实现零电压开通和零电压关断；如图25所示，在升压模式下，第三开关管s3和第四开关管s4能够实现零电流软开通。从而验证了并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器高效率、低成本的优点。根据本发明实施例提出的并联谐振式双向隔离型高增益dc-dc变换器，可以在变压器变比为1时将所述低压输入源的电压35v升压变换为高压负载的电压400v，也可以将所述高压输入源的电压400v降压变换为低压负载的电压35v，能够实现软开关操作，低压侧包含双电感，且仅有4个有源开关管，从而使得双向隔离型dc-dc变换器效率更高、且进一步提高增益，降低成本，输入电流纹波小，并且结构简单，易于实现。在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。当前第1页12