直流-直流转换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种直流-直流转换器。

背景技术：

开关电容变换器通过开关控制电容的充电和放电，实现电压或电流变换。但是，开关电容变换器只能实现输入输出电压固定变比的变换，同时由于输入电源等器件上不期望的电流脉动较大，得到的输出电压也存在脉动。现有技术中，为了改变输入输出电压的比值变换，同时为了平滑输出电压，在开关电容变换器的前级或者后级串联传统的开关变换器，如图1所示，输入级为开关电容变换器1，输出级则为采用降压型拓扑的开关变换器2。但是这样会导致电路规模较大。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明实施例提供一种直流-直流转换器，以减小电路规模提高器件利用率。

本发明实施例提供了一种直流-直流转换器，包括：

开关电容变换器，包括至少一个开关组和至少一个电容，每个所述开关组包括两个串联连接的开关，至少部分所述电容与对应的开关组并联；以及

一个开关变换器，包括第一磁性元件，所述开关变换器复用至少一个所述开关组，所述第一磁性元件耦接至被复用的至少一个所述开关组的中间节点，所述中间节点为开关组的两个开关的公共连接点。

优选地，所述开关电容变换器被配置为输入级，所述开关变换器被配置为输出级；或者，

所述开关变换器被配置为输入级，所述开关电容变换器被配置为输出级。

优选地，所述开关变换器被配置为能够进行双向功率变换的变换器，以使得所述直流-直流转换器能够进行双向直流-直流转换。

优选地，所述直流-直流转换器还包括：

控制电路，被配置为以pwm方式、pfm方式或pwm/pfm混合方式控制被复用的至少一个所述开关组以调节输出电压。

优选地，所述开关电容变换器为隔离型开关电容变换器或非隔离型开关电容变换器；

所述开关变换器为升压型变换器、降压型变换器或升降压型变换器。

优选地，所述至少一个开关组包括n个开关组；所述至少一个电容包括n-1个第一电容和n-1个第二电容，n大于等于2；

其中，所述n个开关组顺序串联在第一端口的两端之间，所述n-1个第一电容分别与第2至第n个开关组并联，第i个第二电容连接在第i个开关组的中间节点和第i+1个开关组的中间节点之间；

所述第一磁性元件耦接在任意一个开关组的中间节点和第二端口的一端之间。

优选地，所述至少一个开关组包括n个第一开关组和一个第二开关组；所述至少一个电容包括n个第一电容、一个第二电容和n个第三电容，n大于等于2；

其中，所述n个第一开关组顺序串联在第一端口的两端之间，所述n个第一电容分别与对应的所述n个第一开关组并联，所述n个第三电容一端与所述第二开关组的中间节点连接，另一端分别连接到对应的所述n个第一开关组的中间节点，所述第二电容与所述第二开关组并联；

所述第一磁性元件耦接在所述第二开关组的中间节点和第二端口的一端之间。

优选地，所述至少一个电容还包括至少一个隔离电容，连接在第二端口的任一端与所述n个第一电容连接的任意一端之间。

优选地，所述至少一个开关组包括n个第一开关组、一个第二开关组以及一个第三开关组；所述至少一个电容包括n个第一电容、一个第二电容和n个第三电容，n大于等于2；

其中，所述n个第一开关组顺序串联在第一端口的两端之间，所述n个第一电容分别与对应的所述n个第一开关组并联，所述n个第三电容一端与所述第三开关组的中间节点连接，另一端分别连接到对应的所述n个第一开关组的中间节点，所述第二开关组与所述第三开关组并联，所述第二电容与所述第二开关组并联；

所述第一磁性元件一端耦接所述第二开关组的中间节点或所述第三开关组的中间节点，另一端耦接第二端口的一端。

优选地，所述至少一个电容还包括至少一个隔离电容，连接在第二开关组的中间节点和所述n个第一电容连接的任意一端之间。

优选地，所述第一端口为输入端口，第二端口为输出端口；或者

所述第一端口为输出端口，所述第二端口为输入端口。

本发明实施例的技术方案通过将开关电容变换器和开关变换器级联，利用开关电容变换器包括多个开关组的特点，配置开关变换器复用开关电容变换器的至少一个开关组，可以有效减小电路器件数量，提高器件利用率。同时，对开关组器件的复用并不会对开关电容变换器的工作构成负面影响，基于本发明实施例的直流-直流转换器仍然可以具有可调的平滑输出，并具有可调的增益。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是一个现有技术的直流-直流转换器的电路图；

图2是本发明第一实施例的直流-直流转换器的电路图；

图3是本发明第一实施例进行pwm控制的开关控制信号的波形图；

图4是本发明第一实施例另一种进行pwm控制的开关控制信号的波形图；

图5是本发明第一实施例进行pfm控制的开关控制信号的波形图；

图6是本发明第一实施例的变形的直流-直流转换器的电路图；

图7是本发明第二实施例的直流-直流转换器的电路图；

图8是本发明第三实施例的直流-直流转换器的电路图；

图9是本发明第三实施例的变形的直流-直流转换器的电路图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2是本发明第一实施例的直流-直流转换器的电路图。如图2所示，本实施例的直流-直流转换器包括非隔离型的开关电容变换器1’和开关变换器2’。其中，开关变换2’复用开关电容变换1’中的开关组。开关电容变换器1’包括两个开关组，分别为相互串联的开关q1和q2组成的开关组以及相互串联的开关q3和q4组成的开关组。每个开关组中，两个开关相互串联。两个开关的公共连接端定义为开关组的中间节点mi，i＝1,2。

在本实施例中，开关q1-q4采用金属氧化物半导体晶体管(mosfet)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(bjt)以及绝缘栅型晶体管(igbt)也均可以作为本实施例的开关。

开关电容变换器1’还包括电容c1和c2。电容c1与开关q1和q2组成的开关组并联。电容c2则一端与中间节点m1连接，一端与中间节点m2连接。

开关变换器2’包括作为磁性元件的电感l以及连接在电感一端的电容c3。电感l的另一端连接到中间节点m2。这使得开关q1、q2与电感l以及电容c3一同形成开关变换器2’。开关变换器2’与开关电容变换器1’共用开关组q1和q2。

对于开关电容变换器1’，开关q1和q4通过开关控制信号gh控制，开关q2和q3通过开关控制信号gl控制。在本实施例中，以开关控制信号gh和开关控制信号gl为互补信号为例进行说明，也即，在信号gh为高电平时，信号gl为低电平，反之亦然。并且，开关q1-q4采用n型mosfet，因此，当开关控制信号gh为高电平，开关控制信号gl为低电平时，开关q1和q4导通，开关q2和q3关断。这形成了从输入端口开始经由开关q4、电容c2、开关q1和电容c1的回路。输入电压对电容c1以及c2充电。在信号gl为高电平，信号gh为低电平时，开关q1和q4关断，开关q2和q3导通。这会形成一个包括开关q2、电容c2、开关q3、电容c1的回路。在此期间，通过电容c1和c2自身的储能来供电输出。每个电容上的电压是输入端口电压vin的1/2。由此，通过控制开关组的状态不断切换，可以使得电容被反复充放电，从而维持一个基本恒定的输出。

根据上面的分析可知，开关电容变换器1’的输出电压和输入电压的比值是一个固定值，和开关控制信号gh或gl的占空比没有关系。同时，开关变换器2’的输出电压vout则由输入端口的电压vin/2以及两个开关q1和q2的开关控制信号的占空比决定。因此，控制电路(图中未示出)可被配置为根据期望的输出电压调节开关控制信号gh和gl的占空比，同时保持开关控制信号gh和gl互补。只要开关控制信号gh和gl互补，就可以保证开关电容变换器1’正常工作。而通过控制开关控制信号的占空比，就可以使得开关q1和q2交替导通关断，控制对电感l以及电容c3充电和放电的时间，进行第二级的功率变换。开关变换器2’可以消除开关电容变换器1’的输出中由于电容充放电以及电源本身导致的电压脉动，同时，还能够调节输出电压和输入电压的比值，从而调节整个直流-直流变换器的增益，使得增益可调。在本实施例中，开关电容变换器1’的电压增益为1/2,降压拓扑的开关变换器2’具有小于1的增益。开关变换器2’的加入，可以获得更低的增益。

也就是说，被复用的开关组中的开关q1和q2一方面在开关电容变换器1’中用于切换电路状态，使得电容c1和c2可以被充电和被放电，另一方面在开关变换器2’中分别作为主功率开关和同步整流开关，控制电流流入电感l的时间和电感进行续流的时间。如上所述，由于开关电容变换器1’的增益与开关q1以及q2的控制信号占空比无关，并且占空比变化时控制信号的占空比仅对开关变换器2’构成影响。

控制电路可以基于各种方式来调节控制信号的占空比，以调节开关变换器2’的状态。所述控制方式可以包括脉冲宽度调制方式(pwm控制)、脉冲频率调节方式(pfm控制)以及上述方式混合的方式。

图3是本发明第一实施例进行pwm控制的开关控制信号的波形图。在图3中，在每个开关周期ts中，开关控制信号gh和开关控制信号gl为互补信号。在开关周期ts不变的前提下，可以通过改变占空比(例如，当开关管采用n型mosfet时，通过改变每个周期内高电平的时间来改变占空比)，从而调节输出电压。

图4是本发明第一实施例另一种进行pwm控制的开关控制信号的波形图。与图3不同，图4中的开关控制信号gh和gl为一对对称信号。对称信号是指信号gh和gl波形相同，相位不同，具有相同的占空比。例如，如图4所示，在第一个开关周期ts中，信号gh的高电平持续时间为t1，即自t0到t1，信号gl的高电平持续时间同样为t1，即从ts/2到t2。即，信号gl相对信号gh滞后ts/2，但具有相同的占空比。对称信号可以在开关组的开关切换之间留出一个死区时间，在该死区时间内，开关组的两个开关均保持关断，以防止在切换期间两个开关同时导通。而对于开关变换器2’，开关q1和q2在图4所示的控制信号控制下交替导通和关断仍然能够实现功率变换。通过调节控制信号的占空比，也可以实现对于增益的调节，并保持输出电压恒定。

图5是本发明第一实施例进行pfm控制的开关控制信号的波形图。如图5所示，对于开关控制信号gh和gl，开关周期并不恒定，而是导通时间ton或关断时间toff保持恒定，通过调节开关周期，改变开关频率，同样可以实现对于开关变换器2’的输出电压的调节。

本实施例的技术方案通过将开关电容变换器和开关变换器级联，利用开关电容变换器包括多个开关组的特点，使得开关变换器复用开关电容变换器的至少一个开关组，可以有效减少电路器件数量，提高器件利用率。同时，对开关组器件的复用并不会对开关电容变换器的工作构成负面影响，基于本发明实施例的直流-直流转换器仍然可以具有可调的平滑输出，并具有可调的增益。

进一步地，既可以将开关电容变换器1’配置为直流-直流转换器的输入级，将开关变换器2’设置为输出级。此时，开关变换器2’作为降压型拓扑的开关变换器工作。另一方面，也可以将开关变换器2’设置为输入级，将开关电容变换器1’设置为输出级。此时，开关变换器2’从端口22来观测则作为升压型拓扑的开关变换器工作。

进一步地，由于开关电容变换器1’本身就能实现双向的直流-直流变换，如果如本实施例这样将开关变换器2’配置为能够进行双向功率变换的变换器，则可以使得直流-直流变换器具有双向功率变换的功能，既可以将开关电容变换器1’一侧的输入变换后输出到开关变换器2’一侧(降压变换)，也可以将开关变换器2’一侧的输入变换后输出到开关电容变换器(升压变换)。

第一实施例的开关电容变换器中的开关组并不限于2个，可以根据所需要的变比设置为更多。图6是本发明第一实施例的变形的直流-直流转换器的电路图。如图6所示，直流-直流转换器中的开关电容变换器3包括n个开关组。每个开关组包括相互串联的两个开关。n个开关组顺序串联在端口61上。开关电容变换器3还包括电容c1,1-c1,n-1以及c2,1-c2,n-1。电容c1,1-c1,n-1分别与第2至第n个开关组并联。电容c2,1-c2,n-1则分别跨接在相邻的两个开关组的中间节点上，也即，电容c2,i连接在第i个开关组的中间节点mi和第i+1个开关组的中间节点mi+1之间，i＝1,2,…,n。在图6中，开关变换器4复用第n个开关组，作为磁性元件的电感l连接在第n个开关组的中间节点mn(也即，最靠近接地端的开关组)和端口62的一端之间。可选地，开关变换器4可以复用n个开关组中的任意一个来进行功率变换。

进一步地，在端口61和端口62上可以分别设置电容c61和c62以对于端口输入或输出的电压进行平滑滤波。

与图2所示的直流-直流转换器类似，上述直流-直流变换器也可以实现双向的功率变换。在进行降压变换时，以端口61作为输入端口，端口62作为输出端口。在进行升压变换时，以端口62作为输入端口，端口61作为输出端口。同时，在n设置为大于2时，可以使得端口61和端口62的电压比值更大。

开关电容变换器也可以设置为隔离型开关电容变换器。

图7是本发明第二实施例的直流-直流转换器的电路图。如图7所示，本实施例的直流-直流转换器包括隔离型的开关电容变换器5和开关变换器6。其中，开关电容变换器5包括n个第一开关组和一个第二开关组。其中n大于等于2。每个开关组包括相互串联的两个开关。n个第一开关组顺序串联连接在端口71两端。开关电容变换器还包括电容c1,1-c1,n、电容c2以及电容c3,1-c3,n。电容c1,i与第i个第一开关组并联，i＝1,2,…,n。电容c2与第二开关组并联。电容c3,i则连接在第i个第一开关组的中间节点mi和第二开关组的中间节点m之间。由于电容c3,1-c3,n的存在，开关电容变换器5可以有效地隔离端口71和端口72，因此，可以有效抑制输入端口的共模噪声。在本实施例中，开关变换器6复用第二开关组。第二开关组包括开关q1和q2。作为磁性元件的电感l连接到第二开关组的中间节点m。在端口72上还可以并联一个电容c72来进行输入滤波或输出滤波。可选地，还可以设置一个隔离电容cg。在图7中，隔离电容cg连接在端口71的接地端和端口72的接地端之间。可选地，隔离电容cg也可以连接在端口72的任一端与电容c1,1-c1,n的连接端的任意一个之间。

由于本实施例的开关电容变换器5和开关变换器6均可以实现双向的电压变换，因此，本实施例的直流-直流转换器也可以进行双向的功率变换。一方面，可以将端口71作为输入端口，将端口72作为输出端口，由此，开关电容变换器5以隔离的方式进行第一级的电压变换，降压型拓扑的开关变换器6进行第二级的电压变换，从而将端口71较高的电压变换为较低的直流电压在端口72输出。另一方面，可以将端口72作为输入端口，将端口71作为输出端口。由此，从端口72向端口71看，开关变换器6呈现为一个升压型拓扑的开关变换器，进行第一级电压变化，而开关电容变换器5进行第二级变换，从而将端口72输入的较低的电压变换为较高的直流电压在端口71输出。

图8是本发明第三实施例的直流-直流转换器的电路图。如图8所示，本实施例的直流-直流转换器包括级联的隔离型的开关电容变换器7和开关变换器8。开关电容变换器7在端口81一侧的结构与图7所示的开关电容变换器5相同，在此不再赘述。开关变换器8复用开关电容变换器7的一个开关组作为主开关和同步整流开关。在本实施例中，开关电容变换器7在靠近开关变换器8一侧设置两个开关组，分别为第二开关组(包括开关q1和q2)以及第三开关组(q5和q6)。其中，第二开关组和第三开关组相互并联。用作隔离的电容c3,1-c3,n均连接到第三开关组的中间节点m’。开关变换器8的电感l连接在端口82的一端和第二开关组的中间节点m之间。在端口82还可以并联一个电容c82进行输入滤波或输出滤波。优选地，还可以设置隔离电容cg，其一端连接到端口81的接地端，另一端连接到第二开关组的中间节点m。开关变换器8的电感l连接到第二开关组的中间节点m以复用该开关组q1和q2。

在本实施例中，开关电容变换器7和开关变换器8也均可以进行双向功率变换，由此，本实施例的直流-直流转换器也可以进行双向的功率转换，也即，将端口81作为输入端口，将端口82作为输出端口，或者，将端口82作为输入端口，将端口81作为输出端口。

图9是图8所述直流-直流转换器的变形。在图9所示的直流-直流转换器中，开关变换器9的电感l连接到开关电容变换器7的第三开关组的中间节点m’，复用开关q5和q6，由此，可以实现与图8所示电路相同的功率转换效果。

应理解，本发明的开关电容变换器也可以设置为其它等同的结构。同时，除了采用降压型拓扑，开关变换器还可以采用升压型拓扑、升降压型拓扑或lc谐振型变换器等多种不同的拓扑。

本发明实施例通过级联开关电容变换器和开关变换器来进行功率变换，利用开关电容变换器中的各开关组开关交替导通关断的特点，将其中至少一个开关组复用作为开关变换器的主开关和同步整流开关使用，由此，可以有效减少开关数量，提高器件利用率。

同时，级联的结构也可以综合开关电容变换器和开关变换器的各自优点，改变直流-直流转换器的增益，并有效地平滑输出电压。

进一步地，开关变换器大多具有双向功率变换的属性，同时，开关电容变换器则均可以进行双向功率变换，因此，本发明实施例的直流-直流变换器可以实现功率的双向传递。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。