一种混合型H6单相光伏逆变器及其脉宽调制方法与流程

本发明属于新能源并网发电
技术领域：
，更为具体地讲，涉及一种混合型h6单相光伏逆变器及其脉宽调制方法。
背景技术：
：太阳能的利用是缓解全球能源短缺问题的重要途径，光伏发电就是太阳能利用研究的热点之一。随着半导体产业技术的进步，光伏电池的效率逐步提高，光伏发电的单位成本正在逐步下降，使其民用化成为可能，而小功率单相光伏发电系统因此也广泛应用于各地居民住宅区域。单相并网逆变器是光伏并网发电系统的核心部件，它的主要功能是将光伏阵列转化的直流电变换成电网同步的交流电，其成本，体积，效率，输出波形质量直接关系到光伏系统的应用及发展，因此得到了很多研究工作者的关注。为减小逆变器体积并提高逆变效率，单相逆变器大都采用无变压器的拓扑结构。由于缺少变压器隔离，光伏电池和电网之间存在电气连接，会在光伏电池板和大地之间的寄生电容上产生共模漏电流。高频变化的共模漏电流会产生电磁干扰，引起并网电流畸变，增加系统损耗，甚至对人身安全构成威胁。研究者们因此提出了很多新型拓扑及调制方法，通过对逆变开关桥的直流侧或交流侧的解耦实验对漏电流的能有效抑制。然而由于开关结电容与滤波电容间形成的谐振回路，漏电流仍旧存在，且其变化由各个的开关器件的结电容大小决定。为了克服结电容发带来的影响，需要在开关上并联额外的电容。这不仅提高的了成本，且是电路结构变得更加复杂。单极性调制的方法提高了逆变器效率减小了电流纹波，然而不仅引入了漏电流的问题，而且在开关死区的共同影响下，在过零点的波形畸变也变得更加严重。光伏逆变器通常工作在单位功率因数的工况下，根据光伏并网标准要求，光伏逆变器还需要工作在非单位功率因数工况下。且近期研究也不断提出提高光伏逆变器的利用率的想法，希望其在夜间向电网提供无功支撑。这便进一步要求逆变器还应具有无功输出能力。因此，降低成本，抑制漏电流，提高波形质量及具备无功输出能力对单相光伏系统的开发和研究具有重要意义。技术实现要素：本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种混合型h6单相光伏逆变器及其脉宽调制方法，实现了漏电流及谐波的抑制，提高了效率并具备无功输出能力。为实现上述发明目的，本发明一种混合型h6单相光伏逆变器，其特征在于，包括：光伏电池板pv、滤波电容cdc、碳化硅金氧半场效晶体管s5和s6、硅器件绝缘栅双极型晶体管组成的h桥及h桥输出侧连接的lcl型滤波器；所述的h桥由两个开关半桥s1、s2和s3、s4并联组成，s1与s3的集电极连接为h桥的集电极，s2与s4的发射极连接为h桥的发射极，s1发射极与s2的集电极连接点与s3发射极与s4的集电极连接点a、b作为h桥的两输出端点；光伏电池板pv输出侧连接滤波电容cdc，直流侧正极p连接s5的漏极，而源极与h桥的集电极相连；直流侧负极n连接s6的源极，而漏极与h桥的发射极相连，h桥的输出侧连接lcl型滤波器及大电网；混合型h6单相光伏逆变器运行时，根据两种不同的调制策略进行调制，其中，当混合型h6单相光伏逆变器运行在单位功率因数工况下时，电流电压无相位差，以电网电压vg划分正负半周期，在正半周期时，s1、s4导通，s2、s3关断，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，即当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，当spwm调制波小于载波时s5、s6关断；在负半周期时，s1、s4关断，s2、s3导通，s5、s6仍按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，即当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，当调制波小于载波时s5、s6关断；当混合型h6单相光伏逆变器运行在非单位功率因数工况下，电流电压有相位差，以逆变器到电网功率流向为正方向，当功率流向为正，即正功率区域(p+)时，当电网电压vg为正，则其调制策略同单位功率因数中的正半周期运行策略相同，当电网电压vg为负，则其调制策略同单位功率因数中的负半周期运行策略相同；当功率流向为负，即负功率区域(p-)时，当电网电压vg为正时，s1、s4导通，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，即当调制波大于载波时s5、s6开通，当调制波小于载波时s5、s6关断，此时s2、s3也为高频开关，其开关时序与s5、s6互补；当电网电压vg为负，s2、s3导通，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时开通或关断，即当调制波大于载波时s5、s6开通，当调制波小于载波时s5、s6关断，此时s1、s4为高频开关，其开关时序与s5、s6互补。本发明还提供一种利用混合型h6单相光伏逆变器进行脉宽调制的方法，其特征在于，包括以下步骤：(1)、判断混合型h6单相光伏逆变器运行的工况环境，如果混合型h6单相光伏逆变器运行在单位功率因数工况下，则进入步骤(2)，如果混合型h6单相光伏逆变器运行在非单位功率因数工况下，则进入步骤(3)；(2)、在单位功率因数工况下，混合型h6单相光伏逆变器按照以下不同的工作模式进行脉宽调制；(2.1)、在正半周期时，即电网电压大于0，s1、s4保持导通状态不变，s2、s3保持关断状态不变，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，则进入步骤(2.1.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，则进入步骤(2.1.2)；(2.1.1)、设此时s1～s6的开关状态为100111，标记为模式1；模式1为有源模式，电流从直流侧正极流经s5、s1、交流侧、s4、s6流回至直流侧负极，此时h桥的输出电压vab为直流侧电压udc；(2.1.2)、设此时s1～s6的开关状态为100100，标记为模式2；模式2为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从h桥的输出点b流经s3的反并联二极管，再通过s1回至a点；第二条续流回路为：电流从h桥的输出点b流经s4，再通过s2的反并联二极管回至a点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0；(2.2)、在负半周期时，即电网电压小于0，s1、s4保持关断状态不变，s2、s3保持导通状态不变，s5、s6仍按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，则进入步骤(2.2.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，则进入步骤(2.2.2)；(2.2.1)、设此时s1～s6的开关状态为011011，标记为模式3；模式3为有源模式，电流从直流侧正极流经s5、s3、交流侧、s2、s6流回至直流侧负极，此时vab输出电压为负的直流侧电压-vdc；(2.2.2)、设此时s1～s6的开关状态为011000，标记为模式4；模式4为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从h桥的输出点a流经s1的反并联二极管，再通过s3回至b点；第二条续流回路为：电流从h桥的输出点a流经s2，再通过s4的反并联二极管回至b点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0；(3)、在非单位功率因数工况下，当功率流向为正时，即交流侧电压电流乘积为正时(vg*i>0)，按照单位功率因数工况下的方式进行脉宽调制，其中，当电网电压大于0时，按照步骤(2.1)所述方法进行调制；当电网电压小于0时，按照步骤(2.2)所述方法进行调制；当功率流向为负时，即交流侧电压电流乘积为负时(vg*i<0)，混合型h6单相光伏逆变器按照以下不同的工作模式进行脉宽调制；(3.1)、在正半周期时，即电网电压大于0，s1、s4保持导通状态不变，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，s2、s3开关时序与s5、s6互补，其中，当spwm调制波大于载波时，s5、s6开通，s2、s3关断，进入步骤(3.1.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，s2、s3开通，进入步骤(3.1.2)；(3.1.1)、设此时s1～s6的开关状态为100111，标记为模式5；模式5为有源模式，电流从网侧流入逆变器，电流从a点流入，途径s1反并联二极管、s5体二极管至直流侧正极，电流从直流侧负极流出途径s6体二极管s4反并联二极管流回至b点，此时h桥的输出电压vab为直流侧电压udc；(3.1.2)、设此时s1～s6的开关状态为111100，标记为模式6；模式6为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从a点流经s1的反并联二极管，再通过s3回至b点；第二条续流回路为：电流从a点流经s2，再通过s4的反并联二极管回至b点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0；(3.2)、在负半周期时，即电网电压小于0，s2、s3保持导通状态不变，s5、s6仍按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，s1、s4开关时序与s5、s6互补，其中，当spwm调制波大于载波时，s5、s6开通，s1、s4关断，进入步骤(3.2.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，s1、s4开通，进入步骤(3.2.2)；(3.2.1)、设此时s1～s6的开关状态为011011，标记模式7；模式7为有源模式，电流从b点流经s3反并联二极管流、s5体二极管至直流侧正极，再从直流侧负极流出，途径s6体二极管、s2反并联二极管流回至a点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为负的直流侧电压-vdc；(3.2.2)、设此时s1～s6的开关状态为111100，标记模式8；模式8为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从b点流经s3的反并联二极管，再通过s1回至a点；第二条续流回路为：电流从b点流经s4，再通过s2的反并联二极管回至a点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0。本发明的发明目的是这样实现的：本发明一种混合型h6单相光伏逆变器及其脉宽调制方法，以光伏电池板pv输出侧连接滤波电容cdc，直流侧正极p连接s5的漏极，而源极与h桥的集电极相连；直流侧负极n连接s6的源极，而漏极与h桥的发射极相连，h桥的输出侧连接lcl型滤波器及大电网，从而搭建起混合型h6单相光伏逆变器；当混合型h6单相光伏逆变器运行时，再根据两种不同的调制策略进行脉宽调制。同时，本发明一种混合型h6单相光伏逆变器及其脉宽调制方法还具有以下有益效果：(1)、混合型h6单相光伏逆变器具有无功输出能力，可在任意单位功率因数工况下运行；(2)、混合型h6单相光伏逆变器在任意单位功率因数下共模电压波动小；(3)、混合型h6单相光伏逆变器在正功率工作区域内，高频开关无需加入死区时间使得输出谐波减少；(4)、igbt只在负功率区域高频开关，从而保证逆变器高效率运行。附图说明图1是本发明一种混合型h6单相光伏逆变器原理图；图2是本发明混合型h6单相光伏逆变器两种工况下的调制策略图；图3是本发明混合型h6单相光伏逆变器在正功率区域内四种运行模式；图4是本发明混合型h6单相光伏逆变器在负功率区域内四种运行模式；图5是单位功率因数下传统逆变器与本发明混合型逆变器的电压电流波形对比图；图6是单位功率因数下传统逆变器与本发明混合型逆变器的电压谐波分析对比图；图7是单位功率因数下传统逆变器与本发明混合型逆变器的共模电压对比图；图8是非单位功率因数下传统逆变器与本发明混合型逆变器的电压电流波形对比图；图9是非单位功率因数下传统逆变器与本发明混合型逆变器的电压谐波分析对比图；图10是非单位功率因数下传统逆变器与本发明混合型逆变器的共模电压对比图。具体实施方式下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。实施例图1是本发明一种混合型h6单相光伏逆变器原理图。在本实施例中，如图1所示，本发明一种混合型h6单相光伏逆变器，采用硅和碳化硅两种不同材料开关器件搭建，从而利用碳化硅器件优良特性来提高逆变器的效率，具体结构包括：光伏电池板pv、滤波电容cdc、碳化硅金氧半场效晶体管s5和s6、硅器件绝缘栅双极型晶体管组成的h桥及h桥输出侧连接的lcl型滤波器；h桥由两个开关半桥s1、s2和s3、s4并联组成，s1～s4均采用传统硅器件绝缘栅双极型晶体管(siigbt)，s1与s3的集电极连接为h桥的集电极，s2与s4的发射极连接为h桥的发射极，s1发射极与s2的集电极连接点与s3发射极与s4的集电极连接点a、b作为h桥的两输出端点；光伏电池板pv输出侧连接滤波电容cdc，直流侧正极p连接s5的漏极，而源极与h桥的集电极相连；直流侧负极n连接s6的源极，而漏极与h桥的发射极相连，h桥的输出侧连接lcl型滤波器及大电网；混合型h6单相光伏逆变器运行时，如图2所示，根据两种不同的调制策略进行调制，其中，如图2(a)所示，当混合型h6单相光伏逆变器运行在单位功率因数工况下时，电流电压无相位差，以电网电压vg划分正负半周期，在正半周期时，s1、s4导通，s2、s3关断，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，即当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，当spwm调制波小于载波时s5、s6关断；在负半周期时，s1、s4关断，s2、s3导通，s5、s6仍按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，即当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，当调制波小于载波时s5、s6关断；如图2(b)所示，当混合型h6单相光伏逆变器运行在非单位功率因数工况下，电流电压有相位差，以逆变器到电网功率流向为正方向，当功率流向为正，即正功率区域(p+)时，当电网电压vg为正，则其调制策略同单位功率因数中的正半周期运行策略相同，当电网电压vg为负，则其调制策略同单位功率因数中的负半周期运行策略相同；当功率流向为负，即负功率区域(p-)时，当电网电压vg为正时，s1、s4导通，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，即当调制波大于载波时s5、s6开通，当调制波小于载波时s5、s6关断，此时s2、s3也为高频开关，其开关时序与s5、s6互补；当电网电压vg为负，s2、s3导通，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时开通或关断，即当调制波大于载波时s5、s6开通，当调制波小于载波时s5、s6关断，此时s1、s4为高频开关，其开关时序与s5、s6互补。下面我们对混合型h6单相光伏逆变器进行脉宽调制的方法进行详细说明，具体包括以下步骤：(1)、根据给定的单位功率因数指令或有功功率及无功功率的给定目标值来判断混合型h6单相光伏逆变器运行的工况环境，如果混合型h6单相光伏逆变器运行在单位功率因数工况下，则进入步骤(2)，如果混合型h6单相光伏逆变器运行在非单位功率因数工况下，则进入步骤(3)；(2)、在单位功率因数工况下，混合型h6单相光伏逆变器按照以下不同的工作模式进行脉宽调制；(2.1)、在正半周期时，即电网电压大于0，s1、s4保持导通状态不变，s2、s3保持关断状态不变，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，则进入步骤(2.1.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，则进入步骤(2.1.2)；(2.1.1)、如图3(a)所示，设此时s1～s6的开关状态为100111，标记为模式1；模式1为有源模式，电流从直流侧正极流经s5、s1、交流侧、s4、s6流回至直流侧负极，此时h桥的输出电压vab为直流侧电压udc；(2.1.2)、如图3(b)所示，设此时s1～s6的开关状态为100100，标记为模式2；模式2为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从h桥的输出点b流经s3的反并联二极管，再通过s1回至a点；第二条续流回路为：电流从h桥的输出点b流经s4，再通过s2的反并联二极管回至a点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0；(2.2)、在负半周期时，即电网电压小于0，s1、s4保持关断状态不变，s2、s3保持导通状态不变，s5、s6仍按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，当spwm调制波大于载波时s5、s6开通，则进入步骤(2.2.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，则进入步骤(2.2.2)；(2.2.1)、如图3(c)所示，设此时s1～s6的开关状态为011011，标记为模式3；模式3为有源模式，电流从直流侧正极流经s5、s3、交流侧、s2、s6流回至直流侧负极，此时vab输出电压为负的直流侧电压-vdc；(2.2.2)、如图3(d)所示，设此时s1～s6的开关状态为011000，标记为模式4；模式4为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从h桥的输出点a流经s1的反并联二极管，再通过s3回至b点；第二条续流回路为：电流从h桥的输出点a流经s2，再通过s4的反并联二极管回至b点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0；(3)、在非单位功率因数工况下，当功率流向为正时，即交流侧电压电流乘积为正时(vg*i>0)，按照单位功率因数工况下的方式进行脉宽调制，其中，当电网电压大于0时，按照步骤(2.1)所述方法进行调制；当电网电压小于0时，按照步骤(2.2)所述方法进行调制；当功率流向为负时，即交流侧电压电流乘积为负时(vg*i<0)，混合型h6单相光伏逆变器按照以下不同的工作模式进行脉宽调制；(3.1)、在正半周期时，即电网电压大于0，s1、s4保持导通状态不变，s5、s6按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，s2、s3开关时序与s5、s6互补，其中，当spwm调制波大于载波时，s5、s6开通，s2、s3关断，进入步骤(3.1.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，s2、s3开通，进入步骤(3.1.2)；(3.1.1)、如图4(a)所示，设此时s1～s6的开关状态为100111，标记为模式5；模式5为有源模式，电流从网侧流入逆变器，电流从a点流入，途径s1反并联二极管、s5体二极管至直流侧正极，电流从直流侧负极流出途径s6体二极管s4反并联二极管流回至b点，此时h桥的输出电压vab为直流侧电压udc；(3.1.2)、如图4(b)所示，设此时s1～s6的开关状态为111100，标记为模式6；模式6为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从a点流经s1的反并联二极管，再通过s3回至b点；第二条续流回路为：电流从a点流经s2，再通过s4的反并联二极管回至b点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0；(3.2)、在负半周期时，即电网电压小于0，s2、s3保持导通状态不变，s5、s6仍按正弦脉宽调制spwm同时高频开通或关断，s1、s4开关时序与s5、s6互补，其中，当spwm调制波大于载波时，s5、s6开通，s1、s4关断，进入步骤(3.2.1)；当调制波小于载波时，s5、s6关断，s1、s4开通，进入步骤(3.2.2)；(3.2.1)、如图4(c)所示，设此时s1～s6的开关状态为011011，标记模式7；模式7为有源模式，电流从b点流经s3反并联二极管流、s5体二极管至直流侧正极，再从直流侧负极流出，途径s6体二极管、s2反并联二极管流回至a点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为负的直流侧电压-vdc；(3.2.2)、如图4(d)所示，设此时s1～s6的开关状态为111100，标记模式8；模式8为续流模式，有两条续流回路，第一条续流回路为：电流从b点流经s3的反并联二极管，再通过s1回至a点；第二条续流回路为：电流从b点流经s4，再通过s2的反并联二极管回至a点，该模式下h桥的输出电压vab输出电压为0。实例下面给定一组混合型h6单相光伏逆变器的具体参数，如表示1所示；参数大小/型号参数大小/型号直流侧输入电压200v开关频率16khz直流侧电容100ufigbtihw30n160r2交流侧输出电压120vsicmosfetsct30n120滤波电感lf1mhcoss(igbt)130pf滤波电容cf10ufcoss(mosfet)68pf阻性负载16ω阻感负载16ω+100mh表1当逆变器交流侧取代大电网连接阻性负载时，逆变器工作于单位功率因数工况。s1～s4为低频开关，其损耗主要集中在导通损耗。s5、s6为高频开关，是主要的开关损耗来源。由于这两个开关采用碳化硅mosfet开关速度快，开关损耗低，且其体二极管各个模式下运行都不会导通，因此相比于纯igbt逆变器，采用混合型器件的h6电路结构在控制成本的同时，对逆变器的效率的提高也有着重要意义。如图5所示，通过对传统h6与混合型h6逆变器运行在单位功率工况下电流电压波形进行对比。图5(a)传统h6逆变器中由于传统单极性调制及死区的作用，电压电流的波形在过零点处波形失真尤为严重；而如图5(b)所示，由混合型h6逆变器的新脉宽调制可知，在正负半周期中，s1～s4的开关状态保持不变，电路运行无短路危险，因此对于高频开关s5、s6，无需增加额外的死区时间。只需在过零点处加入一个时间点的死区时间以避免s1～s4在开关状态切换时误导通情况。减少死区时间因此也将减小电流电压波形的总谐波失真(thd)成分，相应的在过零点处波形失真度相比图5(a)也得到了改善。我们再对两种逆变器的电压波形thd分析，如图6所示，其中，图6(a)传统h6逆变器(thd＝4.18％)，图6(b)混合型h6逆变器(thd＝2.05％)，相比之下，混合型h6逆变器的电压thd减小了2.03％。由此验证了有益效果(3)中混合型h6逆变器在新调制策略下具备有效减少输出波形谐波成分的功能。漏电流抑制是无隔离的光伏逆变器重要研究点，而它主要是由于共模电压的波动引起。共模电压定义为(van+vbn)/2,其中电压van为h桥输出点a到直流侧负极n点的电压；电压vbn为h桥输出点b到直流侧负极n点的电压。当共模电压在整个周期保持恒定不变时，漏电流也将得到抑制。如图7为传统h6及混合型h6逆变器在单位功率因数下共模电压对比结果。其中第一条波形为电压van，第二条波形为电压vbn，第三条波形为共模电压vcm。如图7(a)由于器件结电容的影响传统h6逆变器共模电压波动变化较大，随之漏电流也将增大。相比较下，图7(b)中混合型h6逆变器波动在正负半周期都维持在较小的波动范围内。由此验证了有益效果(2)中混合型h6逆变器在新调制策略下共模电压波动小的优点。当交流侧负载为阻感性负载时，逆变器工作于非单位功率因数工况。s1～s4在负功率运行期间，其中两个开关将进入高频开关模式，增加续流回路以保持恒定的共模电压。s5、s6仍为高频开关，是主要的开关损耗来源。由该调制策略可看出，正功率区域内，s1～s4为低频开关，开关损耗集中在s5～s6上，而s1～s4只在负功率区域内才会高频开关。s5/s6为新型材料的碳化硅器件，具有开关速度快损耗低的特点，因此混合型h6逆变器在新调制策略下具备了有益效果(4)中所描述的逆变器可高效运行的优点。如图8所示，传统h6与混合型h6逆变器运行在非单位功率工况下电流电压波形对比，同样的传统的h6如图8(a)由于单极性调制及死区时间的影响在电压过零点处依旧曾在较大的波形畸变。而电流由于负载大电感过零点畸变不明显。在混合型h6逆变器图8(b)中，电压电流波形输出正弦化，在负功率区域无明显畸变，可验证有益效果(1)中所描述的混合型h6逆变具有无功输出能力。且电压电流过零点处，我们可以看到波形的畸变得到了明显的改善。其中两种逆变器的电压波形thd分析图9所示。相比之下，混合型h6逆变器的电压thd为4.32％图9(b)相比于传统h6逆变器图9(a)6.02％的thd减小了1.7％。图10为传统h6及混合型h6逆变器在非单位功率因数下共模电压对比结果。由于器件结电容的影响传统h6逆变器图10(a)共模电压波动仍旧变化较大。相比较下，混合型h6逆变器图10(b)波动在正负半周期都恒定在100v附近在相对较小范围内的波动。再次验证了证有益效果(2)中所描述的在任意单位功率因数下，共模电压波动小的特点。尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本
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