无直通问题的直流变压器的制作方法

本实用新型涉及直流变压器领域，具体是一种无直通问题的直流变压器。

背景技术：

传统的直流变压器为实现电能传输，原边侧需通过逆变器产生高频交流信号，全桥拓扑是目前最常用的逆变器拓扑，当其桥臂功率管以0.5占空比互补导通时，变压器能够实现最大直流母线电压利用率，然而全桥拓扑存在桥臂直通问题，需要加入死区，导致电压利用率降低。

技术实现要素：
本实用新型的目的是提供一种无直通问题的直流变压器，以解决现有技术直流变压器原边侧全桥拓扑存在直通的问题。

为了达到上述目的，本实用新型所采用的技术方案为：

无直通问题的直流变压器，其特征在于：包括变压器T，所述变压器T具有两组原边绕组L_p1、L_p2，以及一组副边绕组，变压器T的两组原边绕组L_p1、L_p2紧密耦合且匝数相同；在变压器T的原边侧设有二极管D_o1、D_o2、D_o3、D_o4，其中二极管D_o1的阳极与一个开关S_o2的一端连接，二极管D_o2的阴极与一个开关S_o1的一端连接，二极管D_o3的阳极与一个开关S_o4的一端连接，二极管D_o4的阴极与一个开关S_o3的一端连接，开关S_o1的另一端、二极管D_o1的阴极、开关S_o3的另一端、二极管D_o3的阴极共接后作为一个输入端，二极管D_o2的阳极、开关S_o2的另一端、二极管D_o4的阳极、开关S_o4的另一端共接后作为另一个输入端，两输入端之间接入电源U_DC，开关S_o1与二极管D_o2的阴极之间通过电感L_s11与原边第一组绕组L_p1的一端连接，开关S_o4与二极管D_o3的阳极之间通过电感L_s12与原边第一组绕组L_p1的另一端连接，开关S_o2与二极管D_o1的阳极之间通过电感L_s21与原边第二组绕组L_p2的一端连接，开关S_o3与二极管D_o4的阴极之间通过电感L_s22与原边第二组绕组L_p2的另一端连接；在变压器T的副边侧设有二极管D_i1、D_i2、D_i3、D_i4，以及开关S_i1、S_i2、S_i3、S_i4，其中二极管D_i1的阳极与D_i2的阴极连接，二极管D_i3的阳极与D_i4的阴极连接，开关S_i1的一端与开关S_i2的一端连接，开关S_i3的一端与开关S_i4的一端连接，开关S_i1的另一端、二极管D_i1的阴极、开关S_i3的另一端、二极管D_i3的阴极共接后作为一个输出端，开关S_i2的另一端、二极管D_i2的阳极、开关S_i4的另一端、二极管D_i4的阳极共接后作为另一个输出端，开关S_i1与开关S_i2之间、二极管D_i1的阳极与D_i2的阴极之间分别接入副边绕组一端，开关S_i3与开关S_i4之间、二极管D_i3的阳极与D_i4的阴极之间分别接入副边绕组另一端。

所述的无直通问题的直流变压器，其特征在于：由二极管D_o1、D_o2、D_o3、D_o4，开关S_o1、S_o2、S_o3、S_o4，以及电感L_s11与电感L_s12、原边绕组L_p1、L_p2构成双绕组耦合型双Buck/双Boost全桥拓扑结构的原边侧。

本实用新型针对现有技术原边侧高频逆变器采用全桥拓扑，存在直通问题的情况，提出一种无直通问题的新型直流变压器，直流变压器的原边侧高频逆变器电路采用新型双绕组耦合型双Buck/双Boost全桥拓扑，通过无连接点双绕组耦合的方式，将变压器漏感等效成为传统双Buck/双Boost全桥拓扑的防直通电感，和传统全桥拓扑相比，无需在电路中增加额外的元器件，且消除了死区、提高直流电压利用率的同时减小了系统体积。

与已有技术相比，本实用新型的有益效果体现在：

1、避免了传统桥式拓扑直通问题，无需在互补的驱动信号中加入死区，提高了直流电压利用率。

2、通过变压器原边绕组的双绕组耦合，充分利用变压器漏感，无需在电路中增加额外的元器件，比传统双Buck/双Boost拓扑电路更为简单。

附图说明

图1为本实用新型直流变压器电路图。

图2为三种高频逆变拓扑图，其中：

图2（a）为本实用新型拓扑图，图2（b）为传统双Buck/双Boost全桥拓扑图，图2（c）为传统全桥拓扑图。

具体实施方式

如图1所示，无直通问题的直流变压器，包括变压器T，所述变压器T具有两组原边绕组L_p1、L_p2，以及一组副边绕组，变压器T的两组原边绕组L_p1、L_p2紧密耦合且匝数相同；在变压器T的原边侧设有二极管D_o1、D_o2、D_o3、D_o4，其中二极管D_o1的阳极与一个开关S_o2的一端连接，二极管D_o2的阴极与一个开关S_o1的一端连接，二极管D_o3的阳极与一个开关S_o4的一端连接，二极管D_o4的阴极与一个开关S_o3的一端连接，开关S_o1的另一端、二极管D_o1的阴极、开关S_o3的另一端、二极管D_o3的阴极共接后作为一个输入端，二极管D_o2的阳极、开关S_o2的另一端、二极管D_o4的阳极、开关S_o4的另一端共接后作为另一个输入端，两输入端之间接入电源U_DC，开关S_o1与二极管D_o2的阴极之间通过电感L_s11与原边第一组绕组L_p1的一端连接，开关S_o4与二极管D_o3的阳极之间通过电感L_s12与原边第一组绕组L_p1的另一端连接，开关S_o2与二极管D_o1的阳极之间通过电感L_s21与原边第二组绕组L_p2的一端连接，开关S_o3与二极管D_o4的阴极之间通过电感L_s22与原边第二组绕组L_p2的另一端连接；在变压器T的副边侧设有二极管D_i1、D_i2、D_i3、D_i4，以及开关S_i1、S_i2、S_i3、S_i4，其中二极管D_i1的阳极与D_i2的阴极连接，二极管D_i3的阳极与D_i4的阴极连接，开关S_i1的一端与开关S_i2的一端连接，开关S_i3的一端与开关S_i4的一端连接，开关S_i1的另一端、二极管D_i1的阴极、开关S_i3的另一端、二极管D_i3的阴极共接后作为一个输出端，开关S_i2的另一端、二极管D_i2的阳极、开关S_i4的另一端、二极管D_i4的阳极共接后作为另一个输出端，开关S_i1与开关S_i2之间、二极管D_i1的阳极与D_i2的阴极之间分别接入副边绕组一端，开关S_i3与开关S_i4之间、二极管D_i3的阳极与D_i4的阴极之间分别接入副边绕组另一端。

由二极管D_o1、D_o2、D_o3、D_o4，开关S_o1、S_o2、S_o3、S_o4，以及电感L_s11与电感L_s12、原边绕组L_p1、L_p2构成双绕组耦合型双Buck/双Boost全桥拓扑结构的原边侧。

对于图1，变压器T的原边部分通过无连接点双绕组耦合的方式，将变压器漏感等效成为传统双Buck/双Boost全桥拓扑的防直通电感，消除了死区，并实现能量的双向流动。当绕组对称时，可将漏感看作对称分布，即L_s11和L_s12之和为原边绕组L_p1的漏感L_s1，L_s21和L_s22之和为原边绕组L_p2的漏感L_s2。

对于图2，在图2(a)中，原边绕组L_p1和原边绕组L_p2紧密耦合，匝数相同，故A₁和A₂可近似看作等电位点，与图2(b)中的A点等效，同理，图2(a)中的B₁和B₂点与图2(b)中的B点等效，故在理想情况下，双绕组耦合型双Buck/双Boost全桥拓扑可与传统双Buck/双Boost全桥拓扑等效分析，然而变压器漏感无法等效为传统双Buck/双Boost全桥拓扑的防直通电感，需要额外增加电感器件。对于图2(b)，当S_o1或D_o2导通时，可将E₁点定义为桥臂输出点，当S_o2或D_o1导通时，可将E₂点定义为桥臂输出点，故E₁和E₂点与图2(c)中的E点等效，同理图2(b)中F₁和F₂点与图2(c)中的F点等效，即双Buck/双Boost拓扑桥臂输出点的定义与传统全桥拓扑的桥臂输出点相同。可以看出，三种拓扑在相同驱动信号和参数的情况下，在变压器二次侧感应出的电压完全相同，且拓扑均能实现能量的双向流动，其中双绕组耦合型双Buck/双Boost全桥拓扑不仅可以避免直通导致的直流电压利用率降低，也不存在外加电感导致的系统体积成本的增加和效率降低的问题，适用于车外高频逆变-整流环节。