一种用于有源开关器件的正负电源产生电路的制作方法

本实用新型涉及有源开关器件技术领域，具体是一种用于有源开关器件的正负电源产生电路。

背景技术：

正负电源电路一般应用于IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管，）等有源开关器件的隔离驱动电源。

现有的正负电源电路的设计方案如图1所示，由于正电源VH和负电源VL一般给隔离驱动光耦副边供电，受限于光耦的电源供电电压限制（如VH-VL<30V）及驱动正电源的要求（如VH>15V），一般要求VH和VL为不对称电压（如VH=18V，VL=-10V）。而由于其采用固有的开关电源芯片，其只能发出占空比一致的PWM1和PWM2，这样从原理上就要求变压器的原边匝数N1=N2，从而副边只能通过全波整流产生一个电压，此时为了产生负电压，只能通过稳压管等额外的稳压电路方式产生负电源VL，稳压电路会带来额外的损耗、且会增加成本和PCB空间等。

例如一篇申请号为201610291595.X发明专利，公开了一种用于IGBT驱动装置的推挽式隔离电源，其推挽式隔离电源由自激推挽电路通过推挽变压器与整流输出电路相连构成，其中，参见其附图6，当自激振荡推挽式IGBT驱动电源输入有电压时，电流通过R1、Nf1、Nf2绕组为三极管Q1、Q2提供开通条件，当推挽式的一个三极管先导通时，将会在其相连的原边绕组Np1或者Np2上产生方向与输入电压相反的感应电压，从而在与其驱动引脚相连的绕组上产生一个更利于导通的电压，产生正反馈，实现该三极管的饱和导通，同时在另一个三极管上产生一个加速其关断的电压，实现该三极管关断。该发明中，其整流输出电路采用二极管整流、电容串联分压和稳压管钳位的方式输出，也就是说其输出的电压需要额外的稳压电路来稳压，增加了额外的损耗和成本。

另外一篇申请号为201510873552.8的发明专利，公开了一种不受原边占空比大小的影响且驱动能力强的新型隔离驱动电路，该发明中，其去掉原边激磁电路中的隔直电容，该电容只参与构成原边去磁电路；原边激磁电路由原边 PWM控制信号、原边电压源、隔离变压器原边绕组、原边开关管构成；当原边PWM控制信号为高电平时，驱动原边开关管导通，开关管导通电压幅值忽略不计，原边电压源两端的电压直接加在隔离变压器原边绕组两端，通过变压器耦合至副边整流电路，经副边整流电路整流后输出为副边驱动信号，当隔离变压器原、副边匝比为1时，该驱动信号的高电平幅值等于原边电压源两端的电压幅值，与原边PWM信号的占空比大小无关。该发明中，其只能输出一路电源，而其他的现有专利采用一个独立变压器只能输出两路对称的电源，需要采用外部电路再转成不对称电源。

技术实现要素：

因此，针对上述的问题，本实用新型提出一种用于隔离驱动电源的正负电源产生电路，通过“可编程控制器”和“根据电压需求设计的变压器”相结合的设计思路，达到在副边同一个绕组上生成电压不一致的输出电压VH和VL的目的，从而进一步达到去除稳压电路、简化电路、以及降低成本和PCB空间的目的。

为了解决上述技术问题，本实用新型所采用的技术方案是，一种用于隔离驱动电源的正负电源产生电路，包括控制器、原边推挽电路和副边半波整流电路；

所述控制器用于产生不同占空比的两路PWM脉冲信号；

所述原边推挽电路包括隔离驱动变压器，以及用于连接隔离驱动变压器和控制器的开关器件；其中，隔离驱动变压器包括具有不同匝数的第一原边绕组和第二原边绕组、以及一副边绕组；第一原边绕组的绕组抽头和第二原边绕组的绕组抽头均连接至输入电源，第一原边绕组、第二原边绕组通过开关器件与原边地连接；副边绕组与所述副边半波整流电路连接；

控制器通过输出两路PWM脉冲信号控制开关器件导通，使得输入电源加载到第一原边绕组或者第二原边绕组，进而使得副边绕组的感应电压经过副边半波整流电路整流后，输出不对称的正电压或者负电压。

进一步的，所述开关器件包括两个参数相同的晶体管，将两个晶体管分别记为第一晶体管和第二晶体管；第一晶体管连接控制器和隔离驱动变压器的第一原边绕组，第二晶体管连接控制器和隔离驱动变压器的第二原边绕组；第一晶体管的其中一极（例如晶体管是三极管，则三极管具有发射极、集电极和基极；例如晶体管是MOS管，则MOS管具有源极、栅极和漏极）和第二晶体管的其中一极均接于原边地。

其中，第一晶体管的第一极连接控制器产生的其中一路PWM脉冲信号，第一晶体管的第二极连接第一原边绕组的绕组抽头，第一原边绕组的另一端连接第二原边绕组的绕组抽头以及输入电源，第一晶体管的第三极接原边地；第二晶体管的第一极连接控制器产生的另外一路PWM脉冲信号，第二晶体管的第二极连接第二原边绕组的另一端，第二晶体管的第三极接原边地。

其中，第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组的匝数根据输入和输出电压来改变，对应的，控制器产生与之相匹配的不同占空比的两路PWM脉冲信号来驱动第一晶体管和第二晶体管。本实用新型通过分别独立调节两个原边绕组的匝数，即可在同一副边绕组上感应出不对称的正负电压，即只需调节第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组的匝数，即可产生任意的不对称的两个输出电压VH和VL，且不需要额外的稳压电路，电路简单可靠，灵活方便。

其中，控制器由可编程控制器实现，也可由能输出PWM脉冲信号的其他控制电路来实现，其中，可编程控制器可包含并不限于CPLD（Complex Programmable Logic Device，复杂可编程逻辑器件）、FPGA（Field－Programmable Gate Array，现场可编程门阵列）和DSP（Digital Signal Processing，数字信号处理）等。开关器件包含并不限于MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金氧半场效晶体管）、BJT（Bipolar Junction Transistor，双极型三极管）和IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等器件。

作为一个优选的方案，所述副边半波整流电路包括第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容，隔离驱动变压器的副边绕组的第一端同时连接第一二极管的阳极和第二二极管的阴极，隔离驱动变压器的副边绕组的第二端同时连接第一电容的负极、第二电容的正极以及副边地，第一二极管的阴极连接第一电容的正极，并作为输出正电压；第二二极管的阳极连接第二电容的负极，并作为输出负电压。

作为一个具体的实现方案，所述原边推挽电路包括具有匝数为N1的第一原边绕组、具有匝数为N2的第二原边绕组、具有匝数为N3的副边绕组、第一晶体管和第二晶体管，其中，第一晶体管的第一极连接控制器产生的其中一路PWM脉冲信号，第一晶体管的第二极连接第一原边绕组的绕组抽头，第一原边绕组的另一端连接第二原边绕组的绕组抽头以及输入电源，第一晶体管的第三极接原边地；第二晶体管的第一极连接控制器产生的另外一路PWM脉冲信号，第二晶体管的第二极连接第二原边绕组的另一端，第二晶体管的第三极接原边地；其中，控制器产生的两路PWM脉冲信号的占空比分别为d1和d2，则满足：d1/d2=N1/N2，且d1+d2≤100%，N1≠N2。

优选的，控制器产生带死区时间的两路PWM脉冲信号，以保证原边进行推挽工作的第一晶体管和第二晶体管之间有死区时间，也即两路PWM脉冲信号的占空比满足：d1+d2<100%，例如d1+d2=90%，则余下的10%为死区时间，此时第一晶体管和第二晶体管均不导通。加一定的死区时间，系统更可靠。

相比现有技术，本实用新型具有如下有益效果：

1、电路结构简单，其只需要一个可编程逻辑器件、两个开关器件、两个原边绕组、一个副边绕组、两个电容以及两个二极管即可实现，使用时仅需要调节原边绕组副边绕组的匝数，即可产生任意的不对称的输出正电压VH和输出负电压VL，因此不仅具有电路简单可靠，而且还具有制作成本低廉的优势，在当今芯片越来越小型化的发展趋势下，这无疑是一种极大的进步；现有技术中，一般是一个独立变压器只能输出两路对称的电源，如果需要输出不对称的两路电源，还需要采用额外的外部电路来转换；而本实用新型通过一个独立的变压器即可直接输出两路对称或者不对称的电源（输出的两路电压可调节），其中，由于可根据匝数比自编程产生所需要的PWM信号，变压器的匝数比可根据任意输出电压而设计，因此具有很好的灵活性；

2、本实用新型无需额外的稳压电路，使得电路中能量的传递损失减少，能量转换效率高，并且发热少，整体体积小，不占用太多电路板面积；

3、控制器产生带死区时间的两路PWM脉冲信号，以保证原边进行推挽工作的第一晶体管和第二晶体管之间有死区时间，使得系统更可靠；

4、在一些需要使用可编程控制器的应用场合，通过该可编程控制器作为本实用新型中的控制器来使用，可以简化电路，提高可靠性，降低成本和PCB空间。

附图说明

图1为现有技术的正负电源产生电路的电路原理图；

图2为本实用新型的正负电源产生电路的电路原理图；

图3为本实用新型的两路PWM脉冲信号的发波方法示意图一；

图4为本实用新型的两路PWM脉冲信号的发波方法示意图二。

具体实施方式

下面详细描述本实用新型的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本实用新型，而不能理解为对本实用新型的限制。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

作为一个具体的实例，参加图2，原边为推挽结构，副边为半波整流，为了在N3同一个副边绕组上感应出不对称的电压VH和VL，故要求原边绕组的两个匝数N1和N2不相等，为了配合原边绕组匝数N1和N2的独立调节，需要在PWM1和PWM2的占空比上进行相应匹配调整，以使原边绕组N1和N2能有效复位，不至饱和（如绕组不能有效复位将导致饱和，即绕组不能承受电压而相当于导线，从而将电源Vcc短路，损坏电路）。

具体的，参见图2，本实用新型的正负电源产生电路包括1个可编程控制器、原边推挽电路和副边半波整流电路。其中，变压器T的原边绕组抽头接输入电源的正极Vcc，原边绕组的另两端分别和晶体管Q1和晶体管Q2的一极相连；晶体管Q1和晶体管Q2的另一极短接，并和输入电源的负极以及原边地GND1相连。副边绕组的一端接副边地GND2，另一端同时接到二极管D1的阳极和二极管D2的阴极，二极管D1的阴极和副边地GND2之间连接滤波电容C1，电容C1上的电压作为输出正电压VH；二极管D2的阳极和副边地GND2之间连接滤波电容C2，电容C2上的电压为输出负电压VL，输出正电压VH和输出负电压VL的相对地均为副边地GND2。其中，变压器的原边绕组匝数N1、N2和副边绕组匝数N3均可根据输入和输出电压进行灵活设计，并与之对应，可编程控制器输出与之匹配的不同占空比d1和d2的PWM调制信号来分别驱动晶体管Q1和晶体管Q2。也就是说，通过分别独立调节原边两个绕组N1和N2的匝数，可在同一个副边绕组N3上感应出不对称的正负电压，即只需调节原边绕组和副边绕组的匝数，即可产生任意的输出电压VH和VL，且不需要额外的稳压电路，电路简单可靠，灵活方便。

本实用新型的上述正负电源电路的原理如下：当PWM1为高电平时，晶体管Q1导通，此时电源Vcc经过原边绕组N1和晶体管Q1到原边地GND1，从而使得副边绕组N3感应电压为N3/N1×Vcc，并通过半波整流电路输出至输出正电压VH；同理，当PWM2为高电平时，晶体管Q2导通，此时电源Vcc经过原边绕组N2和晶体管Q2到原边地GND1，从而副边绕组N3感应电压为N3/N2×Vcc，并通过半波整流电路输出至输出负电压VL。故当电源Vcc一定的时候，可设计不同的匝数比N3/N1和N3/N2即可实现不同的输出电压VH和VL。确定匝数后就不能调整输出电压，如果要调整，需要重新设计变压器。本实用新型具有针对产品设计的灵活性（而非实验过程的灵活），也即正负电压大小可随心设计，而不像常规的稳压管电路，受限于稳压管的规格限制。

现定义PWM1和PWM2的占空比分别为d1和d2，从原边绕组N1看，为了能有效复位，要求在晶体管Q1开通和关断加在原边绕组N1上的伏秒值必须平衡，此处的伏秒平衡可表述为一个开关周期内，电感两端的平均电压为0。数学表达上即要求满足：d1/d2=N1/N2，且d1+d2≤100%。如假设d1+d2=90%，则剩下的10%为死区时间，即晶体管Q1和晶体管Q2均不导通。

PWM1和PWM2的发波方法有如图3和4两种发波方法。其中图3为没有死区的发波方法，也即d1+d2=100%，图示中，T为开关周期。图4为有死区的发波方法，此时，d1+d2=90%，则Ta+Tb=10%×T，为死区时间，当然，也可以设置其他死区时间，只要满足d1+d2<100%即可。加一定的死区系统会更可靠。

为了达到d1和d2灵活调整的目的，一般需要采用可编程控制器实现，该控制器在比较复杂的驱动场合（如三电平驱动）是系统默认自带的，故此时也可同时作为电源的可编程控制器使用。因此，在需要使用可编程控制器的应用场合，通过该控制器作为电源的可编程控制器使用，可以简化电路，提高可靠性，降低成本和PCB空间。

尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本实用新型，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本实用新型的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本实用新型做出各种变化，均为本实用新型的保护范围。