本实用新型涉及电力电子技术领域，更具体的说，涉及一种隔离式开关电源的控制电路和隔离式开关电源。
背景技术：
实际应用中，较多的场合都会用到隔离式开关电源。现有技术中，隔离式开关电源一般包括主功率管、变压器、续流二极管或者续流MOS管，由原边控制电路控制主功率管的导通时间，若续流为MOS管，则由副边控制电路控制MOS管的导通时间。在某些场合中，要求隔离式开关电源工作在连续导通模式即CCM模式下，在这种模式下，副边绕组的电流未减小到零，即关断续流MOS管并同时使得主功率管导通。但在开断不及时的时候，存在主功率管已经开始导通而副边绕组依然存在电流的情况，这时通过主功率管的电流会特别大，从而造成主功率管产生类似直通的现象，对系统可靠性和EMI都造成很大影响，且容易损坏功率管。
图1给出了现有技术中反激式开关电源的部分结构示意图。其中，M1为主功率管、M2为续流MOS管，Ci、Co为储能电容，L1和L2分别是变压器的原边绕组和副边绕组，N1，N2分别是原边绕组的匝数和副边绕组的匝数。原边控制电路连接M1的控制端，用来控制主功率管M1的开断；副边控制电路连接M2的控制端，是用来控制续流MOS管M2的开断。当开关电源工作在连续导通模式即CCM模式时，存在主功率管M1开始导通而续流MOS管 M2未关断的情况，此时副边绕组中仍有电流通过，主功率管M1上的压降为： UM1＝Ui+(N1/N2)*Uo，从而使得主功率管M1产生很大的电流过冲，造成主功率管M1产生类似直通的现象，对系统可靠性和EMI都造成很大影响。
技术实现要素：
有鉴于此，本实用新型提出一种隔离式开关电源的控制电路和隔离式开关电源，用于解决现有技术中，隔离式电源工作在CCM模式下，存在主功率管已经开始导通而续流MOS管未关断，从而主功率管上产生很大的电流过冲，主功率管产生类似直通现象的技术问题。
本实用新型提供了一种隔离式开关电源的控制电路，用于所述隔离式开关电源中主功率管的控制，所述的主功率管与隔离式开关电源的原边绕组连接，所述的同步整流管与隔离式开关管的副边绕组连接，其特征在于，包括限流模块，所述的驱动电路接收控制信号，在开通过程中，所述控制信号由无效变为表征开通的有效时，所述主功率管控制端的电压开始上升，限流模块开始工作，随着控制端电压的上升，所述主功率管开始逐步导通，流经主功率管的电流也开始上升，并在限流模块的调节下达到设定的限流值；
通过控制所述主功率管控制端的电压使得所述主功率管的电流保持在限流值，所述同步整流管关断，主功率管的漏源极之间的阻抗降低，漏源电压持续下降；
所述主功率管的电流从限流值下降至正常工作电流，所述主功率管的控制端电压再次拉升并达到最大值，此时，所述主功率管处于完全导通状态。
可选的，所述主功率管的电流保持在限流值，直到所述同步整流管关断后，主功率管的漏源电压才开始下降。
可选的，所述的控制电路还包括逻辑控制模块，所述的逻辑控制模块接收所述的控制信号，所述的逻辑控制模块根据所述控制信号，在控制信号为无效时，逻辑控制模块控制限流模块不工作，并将所述主功率管的控制端电压拉低；在控制信号为有效时，逻辑控制模块控制限流模块开始工作。
可选的，所述隔离式开关电源的控制电路包括第一运算放大器，所述的第一运算放大器的第一输入端接收第一参考信号，其第二输入端接收表征流经主功率管电流的采样信号，其输出端与主功率管的控制端连接。
可选的，所述的控制电路还包括第一电阻，所述主功率管通过所述第一电阻连接到输入电压的低电位端，所述第一运算放大器的第二输入端连接所述主功率管和所述第一电阻的公共端。
本实用新型还提供了一种隔离式开关电源，包括以上任意所述的隔离式开关电源的控制电路。
本实用新型提供了另一种隔离式开关电源的控制电路，用于所述隔离式开关电源中主功率管的控制，所述的主功率管与隔离式开关电源的原边绕组连接，所述的同步整流管与隔离式开关管的副边绕组连接，其特征在于，包括限流模块，所述的驱动电路接收控制信号，在开通过程中，所述控制信号由无效变为表征开通的有效时，所述主功率管栅极至源极的电压开始下降，随着栅源电压的下降，所述主功率管开始逐步导通，流经主功率管的电流也开始上升，并达到设定的限流值；
通过控制所述主功率管控制端的电压使得所述主功率管的电流保持在限流值，所述同步整流管关断，主功率管的漏源极之间的阻抗降低，漏源电压持续下降；
所述主功率管的电流从限流值下降至正常工作电流，所述主功率管的控制端电压再次下降并且其绝对值达到最大值，此时，所述主功率管处于完全导通状态。
与现有技术相比，本实用新型之技术方案具有以下优点：在隔离式开关电源中，在主功率管开通过程中，可大致分为三个阶段，完成对流经主功率管的电流进行限流，以防止电流过冲，限流有多种实施方案，使功率管电流快速达到设定的开通限流并维持在此电流，直到主功率管完全开通，使得在 CCM情况下，副边同步整流MOS管的反向电流受控。本实用新型能够有效控制主功率管开通过程中的电流，避免主功率管上产生较大的电流而产生类似直通的现象。
附图说明
图1为现有技术隔离式开关电源的控制电路的结构示意图；
图2为本实用新型隔离式开关电源的控制电路实施例的结构示意图；
图3为本实用新型(N型MOS管)的工作波形图。
图4为本实用新型(P型MOS管)的工作波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本实用新型的优选实施例进行详细描述，但本实用新型并不仅仅限于这些实施例。本实用新型涵盖任何在本实用新型的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本实用新型有彻底的了解，在以下本实用新型优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本实用新型。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本实用新型。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本实用新型实施例的目的。
在开关电源中，经常需要采样所述开关电源的输出电压，作为反馈信号，根据该电压值确定如何对负载供电。实际的大部分应用中，在开关电源的输出端留有输出电压采样端，利用该采样端的电压作为反馈信号确定如何对负载进行供电。
如图2所示，示意了本实用新型隔离式开关电源的控制电路一种实施例的电路结构，所述的隔离式开关电源为反激(flyback)电路，包括主功率管 M1、变压器(包括原边绕组和副边绕组)、同步整流管M2和第一电阻R1，所述变压器的原边绕组一端连接输入电压的高电位端，所述变压器原边绕组的另一端连接所述主功率管M1的第一功率端，所述主功率管M1的第二功率端连接所述第一电阻R1的一端，所述第一电阻R1的另一端连接输入电压的低电位端。所述变压器副边绕组的一端连接输出电压的高电位端，所述变压器副边绕组的另一端连接所述同步整流管M2的第一功率端，所述同步整流管 M2的第二功率端连接所述输出电压的低电位端。
所述隔离式开关电压的控制电路控制主功率管的开通过程，使得所述主功率管的开通过程包括以下阶段，参考图3所示，示意了本实用新型工作过程中PWM信号、流经主功率管的电流ID、栅源电压Vgs和漏源电压Vds的波形，主要反映其开通驱动过程中的波形。所述的PWM信号为主功率管控制端上电压信号。采用PWM信号控制是控制功率开关管的一种控制方式，PWM 信号包括有效部分和无效部分，二者组成了一个开关周期，有效部分占整个开关周期的比例称之为占空比。以N型的MOS管为例，PWM信号的高电平部分为有效，低电平部分为无效。图中以高电平表征有效为例，一般而言，可以认为，所述的有效是指开通，无效则是指关断。
第一阶段(t0-t1)：主功率管的控制信号由无效变为表征开通的有效时，所述主功率管控制端的电压开始上升，随着控制端电压的上升，所述主功率管开始逐步导通，流经主功率管的电流也开始上升，并达到设定的限流值；
第二阶段(t1-t2)：通过控制所述主功率管控制端的电压使得所述主功率管的电流保持在限流值，所述同步整流管关断，主功率管的漏源极之间的阻抗降低，漏源电压持续下降；
第三阶段(t2-t3)：所述主功率管的电流从限流值下降至正常工作电流，所述主功率管的控制端电压再次拉升并达到最大值，此时，所述主功率管处于完全导通状态。
以上各个阶段，只是根据波形的变化趋势所进行的划分，并无严格的界限，采用阶段来表述，只是为了便于描述，不构成对本申请方案的限制。
本实用新型中，在CCM(连续导通)情况下，隔离式开关的所述同步整流管M2的反向电流受控，所述主功率管的电流保持在限流值，直到同步整流管关断后，主功率管的漏源电压才开始下降，之后主功率管中的电流才能从限流值下降到正常工作电流。
参考图2所示，示意了本实用新型实施例一的电路结构，包括控制电路和主功率管M1，所述驱动电路用于驱动主功率管M1，本实用新型主要解决主功率管M1开通过程的技术问题。所述的驱动电路包括限流模块和逻辑控制模块，所述的逻辑控制模块接收所述的PWM信号，所述的逻辑控制模块根据所述PWM信号，在PWM信号为低电平时，逻辑控制模块控制限流模块不工作，即将开关K1断开，以切断供电电压VD对第一运算放大器U1供电，并将所述主功率管M1的控制端GATE电压拉低(通过非门U2驱动开关M3导通)；在PWM信号为高电平时，逻辑控制模块控制限流模块开始工作，开关 K1导通，所述供电电压VD对第一运算放大器U1供电，此时M3断开。所述的限流模块包括第一运算放大器U1，所述的第一运算放大器U1的第一输入端接收限流参考信号Vref，其第二输入端接收表征流经主功率管M1电流的采样信号VB，其输出端与主功率管M1的控制端连接。
在图2中结合图3的波形，本实施例具体的工作过程如下：当PWM信号为低时，开关M3导通，GATE被拉低，MOS管(功率开关管的一种)M1 关断；开关K1关断，运放U1不对GATE进行上拉。在图3中的t0时刻，PWM 信号由低变高，开关M3断开，开关K1导通，运放U1在VD的供电下使能。电阻R1作为采样电阻采样MOS管M1的电流，并转换成电压VB接入到运放 U1的负输入端。在t0-t1时刻，由于主功率管M1还未开通，其电流基本为0，因此GATE电压由0开始迅速上升。当GATE电压升高到一定程度，主功率管M1导通，其电流变大，当通过主功率管M1电流达到Vref/R1，则运放U1 调整GATE电压，使主功率管M1电流维持在限流值Vref/R1，即t1-t2时刻，此时，运放U1限制了主功率管M1的电流，且GATE电压基本保持不变，限流值Vref/R1大于主功率管M1正常工作时的电流，当主功率管的电流为限流值时，副功率管关断，之后主功率管M1的漏源电压下降。到了t2时刻，主功率管M1的漏源电压已经足够低，使得主功率管M1上的电流和电感电流近似相等，且电阻R1上的电压VB也低于参考电压Vref，运放U1的输出升高，将主功率管M1的栅极电压拉高。到了t3时刻，运放U1的输出饱和，输出电压达到其最高值，主功率管M1处于完全导通状态。
本实用新型图3中的实施例中的主功率管为N型MOS管，但是当主功率管为P型MOS管也在本实用新型的保护范围中。
本实用新型的实施例还可以以P型的MOS管作为主功率管为例，虽然，对于P型的MOS管，其控制端或栅极一般为在低电平下开通，高电平截止，但仍PWM信号仍以高电平部分作为有效，通过逻辑设置或改造能够实现其栅极为低电平，故在此予以说明。如图4所示，所述开关管的开通过程包括以下阶段：
第一阶段(t0-t1)：主功率管的PWM信号由无效变为表征开通的有效时，所述主功率管栅极至源极的电压开始下降，随着栅源电压电压的下降，所述主功率管开始逐步导通，流经主功率管的电流也开始上升，并达到设定的限制电流；
第二阶段(t1-t2)：通过控制所述主功率管的栅源电压使得所述主功率管的电流保持在限制电流，所述同步整流管关断，主功率管的漏源极之间的阻抗降低，漏源电压的绝对值持续下降；
第三阶段(t2-t3)：所述主功率管的电流从限制电流下降至正常工作电流，所述主功率管的栅源电压再次下降并且其绝对值达到最大值，此时，所述主功率管处于完全导通状态。
其他过程和N型MOS管一致。
本实用新型保护的范围是所有的含有有主功率管的隔离开关电源，并不仅仅保护反激式开关电源。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修均应包含在该技术方案的保护范围之内。