一种开关电源的制作方法

本实用新型涉及驱动电源技术领域，尤其涉及一种用于为电子设备供电的开关电源。

背景技术：

现有技术中，为了使电子设备保持稳定的工作状态，需要设计特定的驱动电源。目前，开关电源通常以大功率驱动为主。在开关电源启动瞬间，需要给位于其输出端的较大的电解电容充电，形成几倍于甚至十几倍于电子设备额定电流的驱动电流，严重影响电子设备的和开关电源的寿命。特别在频繁开关灯的场合，表现得尤为突出。因此，这种开关电源存在着对电子设备启动冲击较大、电流变化较大的缺点。

此外，现有的驱动电源中，当开关管接通时，输出变压器充当电感，电能转化为磁能，此时输出回路无电流；相反，当开关管关断时，输出变压器释放能量，磁能转化为电能，输出回路中有电流。驱动电源在启动瞬间，需要从输入线上取电压，给PWM控制芯片供电，当启动事件完成，PWM控制芯片由辅助线圈绕组供电。通常情况下，驱动电源需要添加启动电路，目前广泛采用从输入端通过电阻限流直接给PWM控制芯片供电，这种电路结构存在如下缺点：启动电路由于不具备自关断功能而长期处于上电状态，电源已经启动后，限流电阻仍然有电流流过，消耗一定的功率，影响整机效率及使用寿命。

实际应用中，现有的电子产品中，通常只有一种输入电压，但是电路中各个模块所需电压却各不相同，这就导致了整个电路中同时存在数个电压，有的时候还需要负压，此时就需要将输入电压进行升压、降压、极性反转等处理，使其满足电路各个模块所需电压。而较为常见的升压方法是使用DC-DC升压电路，该DC-DC升压电路的特点是转换效率高，输出电流大；产生负压的方法是使用DC-DC反极性电路，其特点也是效率高，输出电流大。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题在于，提供一种开关电源，以避免对电子设备产生较大的启动冲击和较大的电流变化，同时提高电源的整机效率，且延长使用寿命。

为解决上述技术问题，本实用新型采用如下技术方案。

一种开关电源，其包括有一变压器、一EMI滤波电路、一整流电路、一 BOOST升压电路、一PWM发生器及一反馈电路，其中：所述变压器的输入端连接电网，用于将输入电压降压变换后从输出端输出；所述EMI滤波电路的输入端连接所述变压器的输出端，用于滤除外界电网的高频脉冲对电源的干扰以及该电源对外界电网的干扰；所述整流电路的输入端连接所述EMI滤波电路的输出端，用于将输入的交流电整流为脉动直流电后从输出端输出；所述BOOST 升压电路的输入端连接所述整流电路的输出端，用于将输入电压升压变换后输出至负载；所述PWM发生器的输入端连接所述整流电路的输出端，用于输出脉宽调制信号至BOOST升压电路的驱动端，以驱动BOOST升压电路输出持续的直流电压；所述反馈电路连接于PWM发生器的反馈端与负载之间，用于将负载流过的电信号反馈回PWM发生器；所述开关电源还包括有一启动控制电路，所述启动控制电路包括有一整流桥，所述整流桥的交流输入端并联于变压器的输出端，所述整流桥的直流输出端通过依次串联的第三电容、第六电阻及第四电容接地，第六电阻与第四电容的连接点还通过一第七电阻连接至一第一MOS管的漏极，第六电阻与第四电容的连接点还连接至第一MOS管的栅极，第一MOS 管的源极连接至一第二稳压管的阴极，第二稳压管的阳极接地，第一MOS管的源极还连接至一第一二极管的阳极，第一二极管的阴极通过一第五电容接地，第一二极管与第五电容的连接点为PWM电源端，所述PWM电源端用于为PWM 发生器供电，该PWM电源端还连接至一第二二极管的阴极，该第二二极管的阳极通过变压器的副主绕组接地；所述开关电源还包括有一恒流控制电路，所述恒流控制电路包括有：一光耦开关电路，其第一输出端及第二输出端串联于反馈电路，用于开通或关断该反馈电路；一误差放大器，其输出端连接于光耦开关电路，用于产生低电平信号而控制光耦开关电路的开通；一采样电路，其用于采集负载的电流信号且转换为电压信号而输送至误差放大器的反相端；一基准电路，其用于产生基准电压而输送至误差放大器的同相端，所述基准电路包括有一电流源及一基准源，所述电流源的输入端接电源端，其输出端通过第四电阻接地，该第四电阻并联有第二电容，所述电流源的输出端还通过依次串联的第三电阻、第二电阻而连接至误差放大器的同相端，所述第三电阻与第二电阻的连接点还连接至一基准源的阴极和参考极，该基准源的阳极接地。

优选地，所述采样电路包括有一对地电阻，该对地电阻的第一端连接至负载的阴极，其第二端接地，该对地电阻的第一端还通过第一电阻而连接至误差放大器的反相端。

优选地，所述光耦开关电路包括有一光耦，所述光耦的发光管阳极通过第五电阻而连接至电源端，其发光管阴极通过第六电阻接地，所述光耦的发光管阴极与误差放大器的输出端相连，所述光耦的光敏管两端作为第一输出端及第二输出端而串联于反馈电路。

优选地，所述误差放大器的反相端还通过第一电容接地。

优选地，所述基准源的参考极还通过第三电容接地。

本实用新型公开的一种开关电源中，误差放大器对其同相端电压及反相端电压的差值运算放大后输送至光耦开关电路，以进一步控制反馈电路的通/断。电子设备从停止到启动的时间，取决于第二电容的充电时间，实际应用中，可通过调整电流源的输出电流或第二电容的容量而控制电子设备的启动时间，因此，该电路结构实现了对电子设备的缓慢启动，避免了在启动开关电源时对电子设备产生的较大启动冲击。另外，由于采样电路实时采集流过负载的电流信号且转换为电压信号而输送至误差放大器的反相端，使误差放大器能够进一步通过光耦开关电路而实时控制反馈电路的通/断，避免了开关电源工作时产生较大的电流变化，从而实现了对电子设备的恒流控制。同时，本实用新型不会长期处于上电状态，减少了对功率的消耗，并且还提高了整机的使用寿命。

附图说明

图1为本实用新型的电路框图。

图2为恒流控制电路的电路框图。

图3为恒流控制电路的电路原理图。

图4为启动控制电路的原理图。

图5为负压产生电路和正压产生电路的原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型作更加详细的描述。

本实用新型公开了一种开关电源，结合图1至图5所示，其包括有一变压器1、一EMI滤波电路2、一整流电路3、一BOOST升压电路5、一PWM发生器4及一反馈电路6，其中：

所述变压器1的输入端连接电网，用于将输入电压降压变换后从输出端输出；

所述EMI滤波电路2的输入端连接所述变压器1的输出端，用于滤除外界电网的高频脉冲对电源的干扰以及该电源对外界电网的干扰；

所述整流电路3的输入端连接所述EMI滤波电路2的输出端，用于将输入的交流电整流为脉动直流电后从输出端输出；

所述BOOST升压电路5的输入端连接所述整流电路3的输出端，用于将输入电压升压变换后输出至负载7；

所述PWM发生器4的输入端连接所述整流电路3的输出端，用于输出脉宽调制信号至BOOST升压电路5的驱动端，以驱动BOOST升压电路5输出持续的直流电压；

所述反馈电路6连接于PWM发生器4的反馈端与负载7之间，用于将负载 7流过的电信号反馈回PWM发生器4；

所述开关电源还包括有一启动控制电路8，所述启动控制电路8包括有一整流桥DB1，所述整流桥DB1的交流输入端并联于变压器1的输出端，所述整流桥DB1的直流输出端通过依次串联的第三电容C80、第六电阻R80及第四电容 C81接地，第六电阻R80与第四电容C81的连接点还通过一第七电阻R81连接至一第一MOS管Q80的漏极，第六电阻R80与第四电容C81的连接点还连接至第一MOS管Q80的栅极，第一MOS管Q80的源极连接至一第二稳压管DZ80 的阴极，第二稳压管DZ80的阳极接地，第一MOS管Q80的源极还连接至一第一二极管D80的阳极，第一二极管D80的阴极通过一第五电容C82接地，第一二极管D80与第五电容C82的连接点为PWM电源端VDD，所述PWM电源端 VDD用于为PWM发生器4供电，该PWM电源端VDD还连接至一第二二极管 D81的阴极，该第二二极管D81的阳极通过变压器1的副主绕组T80接地；

所述开关电源还包括有一恒流控制电路9，所述恒流控制电路9包括有：

一光耦开关电路100，其第一输出端FB1及第二输出端FB2串联于反馈电路6，用于开通或关断该反馈电路6；

一误差放大器U2，其输出端连接于光耦开关电路100，用于产生低电平信号而控制光耦开关电路100的开通；

一采样电路200，其用于采集负载7的电流信号且转换为电压信号而输送至误差放大器U2的反相端；

一基准电路300，其用于产生基准电压而输送至误差放大器U2的同相端，所述基准电路300包括有一电流源I source及一基准源Q1，所述电流源I source 的输入端接电源端VDD，其输出端通过第四电阻R4接地，该第四电阻R4并联有第二电容C2，所述电流源I source的输出端还通过依次串联的第三电阻R3、第二电阻R2而连接至误差放大器U2的同相端，所述第三电阻R3与第二电阻 R2的连接点还连接至一基准源Q1的阴极和参考极，该基准源Q1的阳极接地。

上述开关电源在启动时，基准电路300中的电流源I source通过第四电阻 R4接地而令第四电阻R4产生电压，使并联于第四电阻R4的第二电容C2因充电而两端的电压线性地增加，误差放大器U2同相端的电压也随之线性地增加。同时，采样电路200采集负载的电流信号且转换为电压信号而输送至误差放大器U2的反相端，误差放大器U2对其同相端电压及反相端电压的差值运算放大后输送至光耦开关电路100，以控制光耦开关电路100的开通或关断，且进一步控制反馈电路的通/断。当误差放大器U2的同相端和反相端存在差值时，其输出高电平而令光耦开关电路100关断，使开关电源的反馈电路断开，在无反馈的状态下，开关电源由于其自身的过冲保护而对负载产生反复的瞬时电流，此时，电子设备处于掉电状态。当第二电容C2两端的电压增加至基准源Q1的钳位电压时，误差放大器U2同相端的电压将保持在基准源Q1的钳位电压。同时，误差放大器U2对其同相端电压及反相端的电压差值进行运算放大，直至二者的电压差值为零，误差放大器U2输出低电平而令光耦开关电路100开通，反馈电路接入开关电源，使开关电源输出稳定的电压，电子设备上电。上述过程中，电子设备从停止到上电的时间，取决于第二电容C2的充电时间，实际应用时，可通过调整电流源I source的输出电流或第二电容C2的容量而控制电子设备的启动时间，因此，该电路结构实现了对电子设备的缓慢启动，避免了在启动开关电源时对电子设备产生的较大启动冲击。另外，由于采样电路200实时采集负载的电流信号且转换为电压信号而输送至误差放大器U2的反相端，使误差放大器U2能够进一步通过光耦开关电路100而实时控制反馈电路的通/断，避免了开关电源工作时产生较大的电流变化，从而实现了对电子设备的恒流控制。

此外，当整流桥DB1的交流输入端接入交流电时，电流通过第三电容C80、第六电阻R80及第四电容C81向地流通，此时第三电容C80及第四电容C81充电且二者的电压从零开始上升，当第四电容C81的电压上升至第一MOS管Q80 的开通阈值时，第一MOS管Q80导通，此时，电流通过第一整流管DB1、第三电容C80、第六电阻R80、第一二极管D80及第五电容C82接地，此时，第五电容C82充电且其充电电压上升至DZ2的钳位电压，使PWM电源端VDD 产生电压而为PWM发生器供电。当第三电容C80及第四电容C81充满电后，流过第六电阻R80的电流为零，第四电容C81的电压不断减小，直至第一MOS 管Q80关断，启动电路截止。此时，第五电容C82、辅助绕组T1及第二二极管D81形成回路，第五电容C82继续由辅助绕组T1提供充电电流，以令PWM电源端VDD能持续的为PWM发生器供电，电路启动完成。这种电路结构，其具有控制第一MOS管Q80自关断的作用，相比现有的启动控制电路而言，本实用新型不会长期处于上电状态，减少了对功率的消耗，同时，还提高了整机的使用寿命。

本实施例中，采样电路200包括有一对地电阻Rs，该对地电阻Rs的第一端连接至负载的阴极I SEN，其第二端接地，该对地电阻Rs的第一端还通过第一电阻R1而连接至误差放大器U2的反相端。其中，负载的电流通过对地电阻 Rs向地流通，使对地电阻Rs产生电压，该电压通过第一电阻R1而传输至误差放大电路的反相端。

本实施例中，光耦开关电路100包括有一光耦U1，光耦U1的发光管阳极通过第五电阻R5而连接至电源端VDD，其发光管阴极通过第十电阻R6接地，光耦U1的发光管阴极与误差放大器U2的输出端相连，光耦U1的光敏管两端作为第一输出端FB1及第二输出端FB2而串联于开关电源的反馈电路。该电路中，当光耦U1的发光管阴极输入高电平时，该发光管因两端皆为高电平而熄灭，光耦U1的光敏管关断；当光耦U1的发光管阴极输入低电平时，该发光管因电位差而点亮，光耦U1的光敏管开通，因此，通过控制光耦U1的发光管阴极的输入电平，即能够实现开关电源中反馈电路的开通/断开。

本实施例中，为了滤除电路中的交流干扰，误差放大器U2的反相端还通过第一电容C1接地，基准源Q1的参考极还通过第八电容C3接地，误差放大器 U2的同相端还通过一RC滤波电路400接地，该RC滤波电路400包括第十一电阻R7及并联于该第十一电阻R7的第九电容C4。

本实施例还包括有：

一DC-DC电路10，其输入端并联于BOOST升压电路5的输出端，其用于将BOOST升压电路5输出的电压进行直流转直流变换后，经其电压输出端 AVDD输出直流电压，经其脉冲输出端P-OUT输出方波信号；

一负压产生电路20，其连接于DC-DC电路10的脉冲输出端P-OUT，用于将DC-DC电路10输出的方波信号通过电容自举而转换为负电压；

一正压产生电路30，其连接于DC-DC电路10的脉冲输出端P-OUT，用于将DC-DC电路10输出的方波信号通过电容自举而进行升压转换。

其中，负压产生电路20包括有第六电容C20及第三二极管D20，该第六电容C20的一端连接DC-DC电路10的脉冲输出端P-OUT，另一端连接第三二极管D20的阳极，该第三二极管D20的阴极接地，所述第三二极管D20的阳极还连接第四二极管D21的阴极，该第四二极管D21的阳极还通过第八电阻R20而连接至第二稳压管DZ20的阳极，该第二稳压管DZ20的阴极接地，该第二稳压管DZ20的阳极为负压输出端VGL。

本实施例中，DC-DC电路10的脉冲输出端P-OUT输出的方波信号为0V 至11V的方波，当该方波信号呈高电平状态时，该脉冲输出端P-OUT、第六电容C20及第三二极管D20与地组成回路，第六电容C20充电至11V；当该方波信号呈低电平状态时，由于第六电容C20不能突变而保持11V的电压差，使第六电容C20与第三二极管D20的连接点因第六电容C20自举而产生-11V的电压，从而产生由地向第二稳压管DZ20、第八电阻R20及第四二极管D21的电流，进一步地，使第二稳压管DZ20的阳极作为负压输出端VGL而产生负电压。

作为优选方式，正压产生电路30包括有第七电容C30及第五二极管D30，该第七电容C30的一端连接DC-DC电路10的脉冲输出端P-OUT，另一端连接第五二极管D30的阴极，该第五二极管D30的阳极连接至DC-DC电路10的电压输出端AVDD，所述第五二极管D30的阴极还连接第六二极管D31的阳极，该第六二极管D31的阴极还通过第九电阻R30而连接至第三稳压管DZ30的阴极，该第三稳压管DZ30的阳极接地，该第三稳压管DZ30的阴极为正压输出端 VGH。

本实施例中，DC-DC电路10的电压输出端AVDD输出直流电压为11V，其脉冲输出端P-OUT输出的方波信号为0V至11V的方波，当该方波信号呈低电平状态时，电压输出端AVDD、第五二极管D30、第七电容C30及脉冲输出端P-OUT组成回路，第七电容C30充电以令该第七电容C30与第五二极管D30 的连接点产生11V电压；当该方波信号呈高电平状态时，由于第七电容C30不能突变而保持11V的电压差，使第七电容C30与第五二极管D30的连接点的电压升至22V，该电压经第六二极管D31、第九电阻R30而传输至第三稳压管DZ30 的阴极，经第三稳压管DZ30的钳位作用而令正压输出端VGH输出高于脉冲输出端P-OUT的正电压，从而实现了正向电压的升压输出。

上述电路结构中，DC-DC电路10可以是升压电路、降压电路及极性反转电路中的任意一种，但是，本实施例优选DC-DC电路10为升压电路。本实施例中，负压产生电路20利用电容两端电压不能突变的自举原理而将DC-DC电路 10输出的方波信号进行极性反转处理，从而产生负电压而提供给后续电路。同时，正压产生电路30也通过电容自举原理而将DC-DC电路10输出的方波信号进行升压转换，从而为后续电路提供较高的电压。本实用新型相比现有技术而言，只需一个DC-DC电路配合简单的电容自举电路就能够实现升压转换和负压输出，无需再增加DC-DC升压模块和DC-DC反极转换模块，所以其适用于为电流需求较小的电路提供正电压和负电压，同时也能够降低产品成本、减小干扰。

以上所述只是本实用新型较佳的实施例，并不用于限制本实用新型，凡在本实用新型的技术范围内所做的修改、等同替换或者改进等，均应包含在本实用新型所保护的范围内。