本申请要求2016年9月9日提交的题目为“flybackconverter”的美国临时申请no.62/385,845的权益，该申请的公开通过引用并入本文。
本申请大体而言是关于反激变换器，并且更具体而言是关于具有受输出电容器显著影响的谐振的反激变换器。
背景技术：
单开关反激变换器拓扑普遍用于诸多应用中。在此范畴中，准谐振反激可以借助谐振操作来减少切换损耗。然而，变压器泄漏能量不能恢复并且需要钳位装置来保护初级开关及次级开关。另外，qr反激通常在150khz以下操作以将切换损耗及emi最小化。
图1是对具有次级二极管整流器的传统主动钳位反激(acf)变换器的示意性图解说明。lm表示变压器磁化电感，并且lr可以是变压器的泄漏电感或与分立电感器串联的变压器的泄漏电感。电容器cr是钳位电容器并且s2是钳位开关。s1是与传统单开关反激所具有的开关相同的开关。d1是将电流传导至负载的整流器二极管。co用于对输出电压的切换纹波进行滤波且具有大电容。
图1的变换器以及本文中所讨论的其它变换器的开关是由控制器(未示出)驱动的，该控制器被编程以使得变换器使用来自电容器cr与电感器lr共享的节点处的输入的能量来跨越输出电容器co而产生电压。
主动钳位反激(acf)是双开关拓扑，其达成软性切换且恢复泄漏电感能量。连续导通模式(ccm)主动钳位反激(诸如，图1中所示出的钳位反激)具有正磁化电流，并且因此具有较低rms电流。然而，此电路需要外部电感器来达成全zvs。另外，次级整流器关断是硬性切换。
图2是对传统不连续导通模式(dcm)主动钳位反激(acf)变换器的示意性图解说明。与图1的变换器相比，图2中所图解说明的变换器的不连续导通模式acf或临界导通模式acf的磁化电流摆动至负电平。这可以达成对低侧开关的zvs接通，并且可以使整流器装置的零电流切换(zcs)关断成为可能。
为了减少整流器二极管(尤其是具有高输出电流的应用中的整流器二极管)的传导损耗，通常使用同步整流器(sr)拓扑，如图2中所图解说明。sr方案可以包含(举例而言)响应于所感测到的通过sr开关s3的电流或所感测到的跨越sr开关s3的电压而接通sr开关s3，所感测到的电流及电压指示sr开关s3的体二极管是导通的。sr开关s3可以是simosfet或ganhemt并且在第三象限中操作以降低电压降。
sr开关通常经控制以在体二极管开始携载电流时导通且在体二极管电流下降至零时阻断。由于诸如电路系统延迟及寄生效应等因素，sr开关s3具有经延迟接通及提早关断，具体情形取决于sr控制器性能及电路寄生效应。当关断sr开关时，其体二极管开始使剩余电流转向。如果体二极管在sr开关s3被关断时仍携载高电流，则发生反向恢复过程。因此，电路经历高损耗、电压振铃及emi噪声。因此，在关断sr开关s3之前尽可能地减小电流。如果二极管电流是零且二极管因此关断，则其处于零电流切换(zcs)关断条件下。该操作通常具有低损耗、低电压振铃及低emi噪声的益处。
为了分析acf操作，图3中重画了具有开关输出电容的acf拓扑。图4中示出了传统acf变换器(诸如，图3中所图解说明的acf变换器)的操作波形。如由其符号所指示的，输出电容器co的电容较大，且因此在分析电路时可以被视为恒定电压源。
在开关s1处于接通状态的间隔期间，磁化电感被充电且其电流(ilm＝ilr)线性地增大。另外，在开关s1处于接通状态的间隔期间，次级电流(is3)是零。
在开关s1处于接通状态的间隔的结束处，关断开关s1且接通开关s2。由于两个初级电容器coss与次级电容器cj之间的分流效应，电感器电流lr快速下降至低于磁化电流(ilm)的峰值的值(idip)。然后，在开关s2接通间隔(或s1关断间隔)期间，lr与钳位电容器cr谐振，并且电感器lr电流(ilr)与磁化电流ilm之间的差被递送至负载(is3)。可以将电感器电流求解为
其中idip是在谐振过程之前的ilr的初始电流；vo是输出电容器co的电压，且由于sr开关s3的电压降较低而大致等于变压器的输出电压；vcr(0)是谐振电容器cr的初始电压，可以根据谐振电容器cr的电荷平衡而按照(3)对vcr(0)进行求解。
其中d是s1的占空比，且ts是切换周期。
由于钳位电容器cr仅在开关s1关断间隔期间才具有电流，因此组合方程式(1)与(2)且实施电荷平衡定律，示出了在开关s1关断间隔的结束处，ilr是-idip。如果在开关s1关断间隔的结束处，ilr比ilm的最小值具有更高负性，则开关s3的电流(isr)是正的，如图4(a)中所示。当关断开关s2时，开关s3将在高电流下被强制关断且其体二极管将经受反向恢复且导致各种问题，这些问题包含电压振铃、电力损耗及emi发射噪声。
减小钳位电容器cr的电容会缩短谐振周期，这使ilr与ilm实际上迅速合并，由此中断lr与cr的谐振。至开关s1关断间隔的结束处，ilr可以等于或实质上等于ilm，从而达成次级开关s3的zcs，如图4(b)中所示。
然而，如图4(b)中所指示的，同步整流开关s3的电流(is3)在开关s1关断间隔期间被暂时切断。因此，sr控制器需要在此间隔期间接通和关断sr开关两次。这种操作会增加驱动损耗且导致电路操作的不稳定性。
可以通过sr控制器将sr开关s3的最小导通时间编程以避免多次接通问题。然而，固定的最小接通时间在轻负载下导致操作异常并且影响效率。另外，图4(b)中的谐振电流ilr的振幅大于图4(a)中的谐振电流ilr的振幅。这样的操作导致较大rms值并且增加开关s2及变压器绕组的传导损耗。
总之，为了达成次级sr开关的zcs，具有初级谐振的现有acf拓扑具有需多次接通sr且初级电流的rms值高的缺陷，这导致sr控制性能差、驱动损耗高、传导损耗高及效率低。
技术实现要素：
一个总体方面包含变换器电路，该变换器电路包含输入。变换器电路还包含：变压器，具有初级侧及次级侧；初级电路，连接至变压器的初级侧，其中该初级电路包含。变换器电路还包含连接到地的第一开关。变换器电路还包含连接到第一开关的第二开关。变换器电路还包含连接到第二开关并连接到输入的钳位电容器；连接到变压器的次级侧的次级电路，其中该次级电路包含。变换器电路还包含整流开关。变换器电路还包含连接到整流开关的输出电容器。变换器电路还包含一个或多个控制器，所述一个或多个控制器被配置以接通及关断第一开关及第二开关，使得跨越输出电容器产生电压，其中在第一间隔期间，第一开关是接通的且第二开关是关断的，其中在第二间隔期间，第一开关是关断的且第二开关是接通的，并且其中该控制器被配置以接通及关断整流开关，使得变换器电路具有次级同步整流操作，其中在第二间隔期间，通过整流开关的电流变得实质上等于零少于两次，而不论：a)输入处的电压，b)跨越输出电容器的平均电压及c)通过整流开关的平均电流如何，并且其中在第二间隔的结束处，通过整流开关的电流实质上为零。
实施方案可以包含以下特征中的一个或多个。变换器电路，其中钳位电容器对该电路的谐振具有实质影响。变换器电路，其中钳位电容器对该电路的谐振实质上无影响。变换器电路，其中次级电路进一步包含：第二整流开关；及连接至第二整流开关的第二输出电容器，其中变换器电路的谐振受第二输出电容器的影响。变换器电路，其中输出电容器直接连接至负载。变换器电路，其中次级电路进一步包含连接至输出电容器的lc滤波器，其中该lc滤波器被配置以产生具有比跨越输出电容器的纹波少的纹波的电压输出。
一个总体方面包含变换器电路，该变换器电路包含输入。变换器电路还包含：变压器，具有初级侧及次级侧；初级电路，连接至变压器的初级侧，其中该初级电路包含。变换器电路还包含连接至地的第一开关。变换器电路还包含连接至第一开关的第二开关。变换器电路还包含连接至第二开关并连接到输入的钳位电容器；连接至变压器的次级侧的次级电路，其中该次级电路包含。变换器电路还包含整流元件。变换器电路还包含连接至整流元件的输出电容器。变换器电路还包含其中如下定义的电容比小于40：输出电容器的电容的值除以变压器的匝比的平方除以钳位电容器的电容的值。
实施方案可以包含以下特征中的一个或多个。变换器电路，其中整流元件包含二极管。变换器电路，其中整流元件包含整流开关。变换器电路，其中钳位电容器对该电路的谐振具有实质影响。变换器电路，其中钳位电容器对该电路的谐振实质上无影响。变换器电路，其中次级电路进一步包含：第二整流元件；及连接至第二整流元件的第二输出电容器，其中变换器电路的谐振受第二输出电容器的影响。变换器电路，其中输出电容器直接连接至负载。变换器电路，其中次级电路进一步包含连接至输出电容器的lc滤波器，其中该lc滤波器被配置以产生具有比跨越输出电容器的纹波少的纹波的电压输出。
一个总体方面包含变换器电路，该变换器电路包含输入。变换器电路还包含：变压器，具有初级侧及次级侧；初级电路，连接至变压器的初级侧，其中初级电路包含。变换器电路还包含连接至地的第一开关。变换器电路还包含连接至第一开关的第二开关。变换器电路还包含连接至第二开关并连接到输入的钳位电容器；连接至变压器的次级侧的次级电路，其中该次级电路包含。变换器电路还包含整流元件。变换器电路还包含连接至整流元件的输出电容器。变换器电路还包含：其中次级电路进一步包含连接至输出电容器的lc滤波器，其中该lc滤波器被配置以产生具有比跨越输出电容器的电压纹波少的电压纹波的电压输出，并且其中该lc滤波器的电容器的电容大于输出电容器的电容。
实施方案可以包含以下特征中的一个或多个。变换器电路，其中整流元件包含二极管。变换器电路，其中整流元件包含整流开关。变换器电路，其中次级电路进一步包含：第二整流元件；及连接至第二整流元件的第二输出电容器，其中变换器电路的谐振受第二输出电容器的影响。变换器电路，其中钳位电容器对该电路的谐振具有实质影响。变换器电路，其中钳位电容器对该变换器电路的谐振实质上无影响。
附图说明
图1是对具有二极管整流器的主动钳位反激变换器的示意性图解说明。
图2是对具有同步整流器的主动钳位反激变换器的示意性图解说明。
图3是对示出寄生电容的主动钳位反激变换器的示意性图解说明。
图4a及图4b是示出无次级zcs(图4a)的主动钳位反激变换器及有次级zcs(图4b)的主动钳位反激变换器的操作的波形图。
图5是对具有次级谐振电容器的主动钳位反激变换器的示意性图解说明。
图6是示出具有次级谐振电容器的主动钳位反激变换器波形的操作的波形图。
图7是对图6的电路的等效电路在开关s1的关断间隔期间的示意性图解说明。
图8是ilm及ilr的曲线图。
图9是示出rms电流性能的图表。
图10是不同方案的ilr的曲线图。
图11是不同方案的is3的曲线图。
图12是比较不同方案的rms电流的图表。
图13是对另一个实施例的示意性图解说明。
图14是对另一个实施例的示意性图解说明。
图15是对另一个实施例的示意性图解说明。
图16是对另一个实施例的示意性图解说明。
图17是对其它实施例的示意性图解说明。
图18a及图18b是图解说明不同方案的输出电容器co纹波的曲线图。
图19是图解说明具有lc滤波器的实施例的负载电容器cob纹波的曲线图。
具体实施方式
本文中结合附图图解说明本发明的特定实施例。
本文中陈述各种细节，这是因为这些细节与特定实施例有关。然而，本发明还可以与本文中所阐述的方式不同的方式来实施。本领域技术人员可以在不背离本发明的情况下对所论述的实施例做出修改。因此，本发明并不限于本文中所公开的特定实施例。
如上文所论述，在常规变换器中，谐振是由钳位电容器cr支配的。在本文中所论述的实施例中，输出电容器co支配变换器的谐振或至少对变换器的谐振产生显著影响。
本公开的某些实施例关于电力变换电路，这些电力变换电路改善用于电子装置(诸如，膝上型电脑)的电力适配器的效率及/或减小电力适配器的大小。某些实施例关于具有次级谐振的主动钳位反激电路，这些主动钳位反激电路允许在不同线路及负载条件下的软性切换，恢复泄漏电感并且将电力变换电路中的缓冲器损耗最小化。某些实施例采用emodegan开关及经优化的主动钳位反激电路来提高切换频率同时维持及/或改善效率。举例而言，在某些实施例中，使用变压器的磁化电感来达成初级侧开关的零电压切换接通以及次级侧同步整流开关的零电流关断切换。由于泄漏电感能量被恢复并且初级侧开关电压被钳位，因此对缓冲器的需要最小化并且电路可以在高频率下高效地切换。
次级谐振方案
图5是次级谐振方案，其使用小电容输出电容器co来作为谐振元件。跨越输出电容器co的电压纹波将是高的，因此此拓扑可以用于其中可以容忍跨越输出电容器co的输出电压纹波的应用中。此方案中的输出电容器co可以是具有低esr及esl以达成低损耗的高品质电容器。在此情形中的钳位电容器cr是高电容电容器，使得在分析中其电压可以被视为恒定电压源。coss是s2及s1的输出电容，并且cj是s3的输出电容。
图6中示出了在图5的电路的操作期间所产生的次级谐振acf波形。在开关s1接通间隔期间的操作与常规acf变换器(诸如，图3中所图解说明的acf变换器)相同。当关断开关s1时，ilr电流由于分流效应而下降至较低值，该分流效应取决于初级开关coss与次级开关输出电容cj的比率。此电流下降具有与传统acf变换器(诸如，图3中所图解说明的acf变换器)的电流下降相同或类似的原因。当开关s1、s2及s3的换向(commutation)完成时，lr开始与输出电容器co及钳位电容器cr谐振。
图7图解说明了在开关s1接通间隔期间的等效电路，其中次级组件反映初级侧。由于钳位电容器cr相对于输出电容器co而言具有极大电容，因此谐振是由输出电容器co支配的。因此，此方案被称为次级谐振方案。可以将电感器电流ilr求解为：
其中vr是跨越钳位电容器cr的电压且被视为恒定的。vo是输出电压的平均值，ipk是磁化电流的峰值。vo(0)是输出电容器co的初始电压，并且vo(0)的值取决于ilr电流何时等于ilm电流，且计算起来可能极为复杂。在某些实施例中，优选在尽可能接近开关s1关断间隔的结束处使ilr电流变得等于ilm电流，以便将rms电流值最小化并且降低传导损耗。举例而言，可以使用模拟器来确定此情形。因此，可合理地假定恰好在开关s1关断间隔的结束处ilr电流变得等于ilm电流。然后，可以通过实施cr的电荷平衡而利用方程式(6)来对vo(0)进行求解。
通过将方程式(6)代入至方程式(4)中，可以将谐振电感器电流ilr确定为
方程式(7)的导数是
在t＝0时，如通过方程式(8)所确定的，ilr电流的导数的值始终是负的。因此，ilr电流继续减小。在不谐振回至较正值的情况下，ilr电流在开关s1关断间隔期间始终小于ilm电流。因此，与图3中所图解说明的初级谐振电路的操作相比，无论输入处的电压、跨越输出电容器的平均电压及通过整流开关的平均电流如何，在开关s1关断间隔期间此实施例的次级开关s3的电流is3将不会下降至零两次。因此，该次级谐振方案消除了sr开关的两次接通问题，达成了可靠sr控制器操作并且改善了acf效率。
在方程式(7)中，最后项是线性减小函数，且前两项构成叠加于线性减小函数上的谐振函数。图8中标绘方程式(7)与磁化电流ilm。绿色虚线表示方程式(7)中的线性减小项。ilr电流的滞留是以线性减小项为中心或叠加于线性减小项上的，使得ilr电流在底部处经历实质上平直部分或0导数部分，此部分的rms低于初级谐振方案的rms，举例而言如所图解说明的。
对初级谐振方案及次级谐振方案进行模拟并且比较谐振电流ilr与次级sr电流is3的rms值。在150v输入、20v/2.25a输出、变压器匝比＝4.3、lr＝900nh的情况下执行该模拟。图9图解说明了通过使用优于如图3中所图解说明的常规初级谐振方案的次级谐振方案而达成的谐振电流ilr及次级sr电流is3的rms电流减小的曲线图。如所指示的，谐振电流ilr的减小在宽输入电压范围内高于30％，并且次级sr电流is3的减小在该宽输入电压范围内是约15％。如本领域技术人员将理解的，rms电流节省会直接转化成传导损耗减少。
因此，次级谐振acf方案(举例而言，如图5中所图解说明的)具有更可靠的zcs性能而无需两次接通次级sr开关，并且具有比常规初级谐振方案(如图3中所图解说明的)低的rms电流。
混合式谐振方案
如果钳位电容器cr的电容可与输出电容器的电容co/n2相当，则钳位电容器cr及输出电容器co两者与电感器lr一起将对谐振过程具有显著影响。由于此方案具有初级谐振及次级谐振两者，因此其可以被称为混合式谐振方案。谐振过程期间的等效电路与图7中的电路相同。
依照以下方程式获得电感器lr的电流(ilr)的解：
次级谐振是混合式谐振方案的特殊情形，即当k＝1时，方程式(9)及方程式(10)分别叠并成方程式(4)及方程式(5)的情形。
在其中k可以逼近1的真实电路中，钳位电容器cr对谐振的影响实质上为零。举例而言，在某些实施例中，k>.999，并且钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。举例而言，在某些实施例中，k>.99，并且钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。举例而言，在某些实施例中，k>.9，并且钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。举例而言，在某些实施例中，k>.1，并且钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。举例而言，在某些实施例中，k>.05，并且钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。举例而言，在某些实施例中，k>.025，并且钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。
在其中钳位电容器cr实质上影响电路谐振的实施例中，谐振电流将以取决于k的比率分配于初级侧与次级侧之间。因此，钳位电容器cr与输出电容器co的电容之间的比率影响谐振电流的分布。因此，初级电流ilr及次级电流is3的波形形状改变且影响初级电流ilr及次级电流is3的rms值。
图10及图11中示出了比较三种不同方法(即，初级谐振、次级谐振及混合式初级-次级谐振)的模拟结果。初级电感器电流ilr及次级整流器开关电流is3被标绘。在图12中，将使用不同谐振方案时的rms电流值归一化至初级谐振方案下的rms电流且比较这些rms电流值。如所示出的，次级谐振及混合式谐振所具有的rms值低于初级谐振所具有的rms值。虽然次级谐振方案展示出了低于混合式谐振方案的电感器电流，但其具有较高整流器开关电流。总传导损耗取决于初级侧及次级侧的电阻。在电阻的设计固定的情况下，可以通过在混合式谐振方案中使用不同cr/co比来将电流分布最佳化而达成最低总传导损耗。
在某些实施例中，输出电容器co的电容值是基于其对zcs的影响而确定的。因此，为了将zcs最小化，输出电容器co的值使得ilr电流与ilm电流在开关s1关断间隔的结束处实质上相等。另外，钳位电容器cr的电容值使得同步整流开关s3的电流(is3)在开关s1关断间隔期间保持接通，以使得可以在开关s1关断间隔期间使用同步整流而无需接通及关断sr开关两次。
用于比较初级谐振电路、次级谐振电路以及混合式初级-次级谐振电路的实施例的度量标准是由以下方程式定义的角频率：
此角频率提供输出电容器co对电路谐振的贡献的指示。
对于初级谐振电路而言，ωco与远大于开关s1关断时间的周期对应，如(举例而言)图6中所示出的。举例而言，与ωco对应的周期可以大于开关s1关断时间的20倍。相比而言，对于次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路而言，与ωco对应的周期可以(举例而言)小于开关s1关断时间的约10倍。在次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的某些实施例中，与ωco对应的周期可以(举例而言)小于开关s1关断时间的约10倍、5倍、4倍、3倍、2倍、1.5倍或1.25倍。在次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的某些实施例中，与ωco对应的周期可以具有另一值。
用于比较初级谐振电路、次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的实施例的另一度量标准是通过以下方程式定义的有效电容的比率：
比率creff提供输出电容器co对电路谐振的贡献相对于钳位电容器cr对谐振的贡献的指示。
对于初级谐振电路而言，输出电容器co对电路谐振的贡献相对于钳位电容器cr的贡献而言可忽略不计。举例而言，在初级谐振电路中，creff可以大于50。相比而言，对于次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路而言，creff可以小于约40。在次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的某些实施例中，creff可以小于约40、30、20、10、5、4、3、2、1、0.5、0.3、0.25、0.2、0.15、0.1、0.05、0.025或0.01，使得钳位电容器cr的影响实质上为零，并且谐振是由输出电容器的电容支配的。在次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的某些实施例中，creff可以具有另一值。
用于比较初级谐振电路、次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的实施例的另一度量标准是输出电容器co处的输出电压纹波。
对于初级谐振电路而言，通过使用大输出电容器co来减少纹波。举例而言，在初级谐振电路中，输出电压纹波可以小于1％。相比而言，对于次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路而言，输出电压纹波及输出电容器co可以大于约2.5％。在次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的某些实施例中，输出电容器co处的输出电压纹波可以大于约4％、5％、6％、7％、8％、9％、10％、11％、12％、13％、14％、15％。在次级谐振电路及混合式初级-次级谐振电路的某些实施例中，输出电容器co处的输出电压纹波可以具有另一值。
拓扑变形例
acf输出电容器co可以在诸多不同拓扑中用作谐振元件。
图5示出了此概念的一个实施方案。在图5的实施例中，谐振电容器直接给负载馈电。在此实施例中，负载容忍跨越输出电容器的电压纹波。在此拓扑中，钳位电容器cr可以具有不同值以便使用次级谐振方案或混合式谐振方案。
在某些实施例中，举例而言，如果需要对输出电压纹波进行严格调节，则可以在输出电容器co之后添加滤波器(诸如，额外lc滤波器级)，如图13中所示。电感器lo是滤波电感器且cob是滤波电容器。
电容器cob可以具有比输出电容器co的电容大得多的电容。在某些实施例中，电容器cob可以具有比输出电容器co的电容大1.5倍、2倍、5倍、10倍或100倍的电容。
电容器cob的电容显著大于输出电容器co的电容的实施例的有利方面是使谐振输出电容器co所经历的循环电流从谐振输出电容器co的有效串联电阻(esr)仅产生低损耗。如本领域技术人员将理解的，由于lc滤波器，由esr所致的损耗限于谐振输出电容器co，该谐振输出电容器co具有相对低esr。因此，大电容器cob提供低输出纹波而无需以高esr损耗为代价的益处。且虽然输出电容器co可能经历比负载可接受的电压纹波更大的电压纹波，但由于与lc滤波器的大电容器cob相比输出电容器co的esr低，因此输出电容器co产生相对低的esr损耗。
在某些实施例中，电感器lo是分立电感器。在某些实施例中，电感器lo可以是共模扼流圈的泄漏电感。举例而言，n＝1，变压器可以连接于输出电容器co与大电容器cob之间，使得变压器的初级侧在电流去往负载的源路径中连接于输出电容器co与大电容器cob之间，并且变压器的次级侧在电流自负载返回的路径中连接于输出电容器co与大电容器cob之间，举例而言，如图16中所图解说明、下文所论述的。
在某些实施例中，lc滤波器的角频率可以小于电路的谐振频率，如(举例而言)通过方程式10的ω所确定的。
如本领域技术人员将理解的，图13的实施例具有与图5中所图解说明的实施例的特征及操作特性类似或相同的特征及操作特性。
在某些实施例中，如果二极管代替sr开关而用作次级整流器，则可以使用次级谐振方案及混合式谐振方案来减少传导损耗以及减少二极管的反向恢复。图14、图15及图16中示出了此拓扑的实施例。在图16的实施例中，lc滤波器的电感器是由共模扼流圈的泄漏电感形成的。如本领域技术人员将理解的，图14、图15及图16的实施例具有与图5及图13中所图解说明的实施例的特征及操作特性类似或相同的特征及操作特性。
图17图解说明了具有多个输出的次级谐振方案或混合式谐振方案的实施例。一个或多个输出分支的输出电容器可以用作谐振元件。初级钳位电容器可以具有不同电容值以便使用次级谐振方案或混合式谐振方案。lc滤波器级的使用视情况而定。次级侧处的整流器元件可以是(举例而言)二极管、simosfet、ganhemt或其它开关。如本领域技术人员将理解的，图17的实施例具有与别处所论述的实施例的特征及操作特性类似或相同的特征及操作特性。
图18a、图18b及图19图解说明了比较三种不同方法(即，初级谐振、无lc滤波器的次级谐振或混合式初级-次级谐振以及具有lc滤波器的次级谐振或混合式初级-次级谐振)的模拟结果。如所图解说明的，初级谐振以及具有lc滤波器的次级谐振或混合式初级-次级谐振拓扑与无lc滤波器的次级谐振或混合式初级-次级谐振的拓扑相比产生最小纹波。
尽管借助如上文所阐述的特定实施例公开了本发明，但那些实施例并不意欲限制本发明。基于上文所公开的方法及技术方面，本领域技术人员可以在不背离本发明的精神及范围的情况下对所呈现的实施例做出变化及改变。