交流电动机的速度推测装置、交流电动机的驱动装置、制冷剂压缩机及冷冻循环装置的制作方法

本发明涉及推测感应机或者同步机这样的交流电动机的速度的速度推测装置、交流电动机的驱动装置、制冷剂压缩机以及冷冻循环装置。

背景技术：

交流电动机的速度通过利用发生转矩以及负载转矩的运动方程式记述，在发生转矩以及负载转矩中的任意转矩振动的情况下速度也振动。速度或者转矩的脉动成为噪音或者振动的原因，所以需要高精度地控制交流电动机的速度或者转矩的单元。为了高精度地控制感应机或者同步机这样的交流电动机的速度或者转矩，转子的位置信息不可或缺。然而，若使用位置传感器或者速度传感器，则存在成本上升或者可靠性下降的可能性，所以进行了与交流电动机的无传感器控制有关的大量的研究。

作为交流电动机的无传感器控制，已知利用自适应观测器的手法。使用自适应观测器的无传感器矢量控制方式是根据感应电压高精度地推测速度的方式，具有能够使速度推测误差稳定地为零这样的优点。然而，在该无传感器矢量控制方式中存在推测响应的制约，该无传感器矢量控制方式难以正确地推测高频的速度脉动。因此，在该无传感器矢量控制方式中，极难以反馈速度推测值来抑制高频的速度脉动。

作为负载转矩周期性地振动的负载的代表例，已知在冷冻循环装置中使用的压缩机。另外，作为交流电动机的发生转矩周期性地脉动的主要因素，可以列举出交流电动机的感应电压的畸变、电流检测器的偏移、增益失衡、以及电力变换器的上下短路防止时间所引起的输出电压误差。存在在驱动交流电动机时，因这些周期干扰要素而导致控制性大幅恶化的情况。

在专利文献1、2中，公开了用于通过反馈控制抑制高频的速度脉动或者转矩脉动的方法。在专利文献3中，公开了用于通过前馈控制抑制高频的速度脉动或者转矩脉动的方法。

在专利文献1公开的控制方法中，通过傅里叶变换分别抽出任意谐波的旋转不均的正弦项系数以及余弦项系数，以使它们变为零的方式进行pid(proportionalintegralderivative，比例积分微分)控制之后，使补偿信号交流化并与电流指令相加，来减轻旋转不均。在专利文献2中，无传感器控制中的位置推测误差被称为轴误差，在专利文献2公开的控制装置中，通过构筑用于根据轴误差消除周期干扰分量的反馈环，来减轻速度脉动。专利文献3公开的转矩控制装置使用转矩校正量存储单元，试图通过前馈控制使压缩机的负载转矩脉动与电机转矩一致。通过前馈控制，在无传感器控制的情况下，也能够实现高频的速度脉动的抑制。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平1-308184号公报

专利文献2：日本专利第4221307号公报

专利文献3：日本特开2001-37281号公报

技术实现要素：

然而，在专利文献1公开的控制方法中，在无法正确地检测高频的速度脉动的情况下，无法减少旋转不均。如果使用速度传感器或者位置传感器，虽能够正确地检测旋转速度，但装置成本上升。然而，在不使用速度传感器或者位置传感器的情况下，由于推测响应的制约无法正确地推测过渡性的旋转速度的脉动，所以难以使用专利文献1公开的控制方式。

另外，专利文献2公开的无传感器矢量控制方式存在无助于减轻高频的振动的可能性。在专利文献2中，记载了“在将驱动压缩机的频率的最高频率设为100％的情况下，在超过30％的范围内，也能够实现低噪音化/低振动化”，但未明确记载有效果的最大频率是几％。为了在无传感器控制中根据位置推测误差抑制高频范围的振动，需要将位置推测系统的推测响应设定得非常高。其原因是，在位置推测系统的推测响应不足的情况下，无法探测高频的振动分量，所以难以进行振动抑制控制。但是，在学会、论文所发表的一般的技术水准中，推测响应的极限是几百rad/s程度。在从推测响应的上限值考虑时，极其难以在压缩机的最高频率的40％或更高的区域中正确地检测位置推测误差的脉动。因此，在要求的频率比之更高的情况下，通过专利文献2公开的技术难以减少振动。另外，专利文献2公开的利用反馈控制的无传感器矢量控制方式与使用自适应观测器的无传感器矢量控制方式差异巨大。因此，在原理上，难以将使用自适应观测器的无传感器矢量控制方式与专利文献2的振动抑制控制相结合。

另外，专利文献3公开的无传感器矢量控制方式一般需要事先调整，并且尚不确定在事先设想的运行条件与实际的运行条件不同的情况下是否能够正确地抑制脉动。

这样在交流电动机的无传感器控制中难以抑制高频的速度脉动或者转矩脉动。

本发明是鉴于上述情况而作出的，其目的在于得到一种能够在交流电动机的无传感器控制中正确地推测高频的速度脉动的交流电动机的速度推测装置。

为了解决上述课题并达成目的，本发明提供一种交流电动机的速度推测装置，其特征在于，具备：模型偏差运算部，根据交流电动机的电压、电流及推测角速度，运算模型偏差；第1角速度推测部，根据模型偏差，运算第1推测角速度，作为包含实际角速度的直流分量的低频分量；第2角速度推测部，根据包含于模型偏差的特定的高频分量，运算第2推测角速度，作为实际角速度的高频分量；以及加法器，将第1推测角速度和第2推测角速度相加，将第1推测角速度和第2推测角速度的相加值作为推测角速度反馈给模型偏差运算部。

根据本发明，实现能够在交流电动机的无传感器控制中正确地推测高频的速度脉动的效果。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。

图2是示出比较例所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。

图3是图2所示的速度推测装置的波特图。

图4是本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置的波特图。

图5是本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置的硬件结构图。

图6a是示出图1所示的第1角速度推测部以及第2角速度推测部的详细结构的图。

图6b是示出本发明的实施方式2所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。

图7a是示出图2所示的以往的交流电动机的速度推测装置所得到的仿真结果的图。

图7b是示出本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置所得到的仿真结果的图。

图8是示出本发明的实施方式3所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。

图9是示出本发明的实施方式4所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。

图10是示出本发明的实施方式5所涉及的交流电动机的驱动装置的结构的图。

图11是示出本发明的实施方式6所涉及的交流电动机的驱动装置的结构的图。

图12a是示出专利文献1公开的速度控制方法所得到的仿真结果的图。

图12b是示出本发明的实施方式6所涉及的交流电动机的驱动装置所得到的仿真结果的图。

图13是示出本发明的实施方式7所涉及的制冷剂压缩机的结构的图。

图14是图13所示的压缩机构的剖面图。

图15是示出图13所示的压缩部的结构的图。

图16是示出图15所示的旋转活塞式的压缩机构中的负载转矩的波形的图。

图17是示出本发明的实施方式8所涉及的冷冻循环装置的结构的图。

(符号说明)

2：交流电动机；2-1：转子；2-2：定子；2-3：线圈；2-4：间隙；2a：压缩机构；3：电压施加部；4：电流检测部；5：速度控制部；6：转矩控制部；7、23、35：加法器；8：补偿转矩运算部；9：速度脉动抑制部；11：模型偏差运算部；12：电流推测器；13：减法器；14：偏差运算器；21、21a：第1角速度推测部；22、22a：第2角速度推测部；24、27、28、92、93：pi控制器；25、31：积分器；26：傅里叶系数运算器；29：交流恢复器；30：第2角加速度推测部；32：抑制频率决定部；33：第3角速度推测部；34：角速度推测部；91：速度脉动运算器；94：交流恢复器；101、101a：速度推测装置；102：驱动装置；200：制冷剂压缩机；201：杆；202：压缩部；203：吸入管道；204：吐出管道；205：活塞；206：吸入口；207：吐出；208：吐出阀；209：弹簧；210：叶片；211：密闭容器；212：汽缸；213：压缩室；300：冷冻循环装置；301：凝结器；302：受液器；303：膨胀阀；304：蒸发器；305：配管；306：冷冻循环回路；901：处理器；902：存储器。

具体实施方式

以下，根据附图，详细说明本发明的实施方式所涉及的交流电动机的速度推测装置、交流电动机的驱动装置、制冷剂压缩机以及冷冻循环装置。此外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。下文中存在将实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置简称为速度推测装置101的情况。速度推测装置101通过自适应观测器的手法，使用施加到交流电动机2的电压矢量和电流矢量，推测交流电动机2的旋转速度，作为推测角速度输出。

速度推测装置101具备：模型偏差运算部11，根据电压矢量、电流矢量及推测角速度运算模型偏差ε；以及第1角速度推测部21，根据模型偏差ε，运算第1推测角速度作为包含实际角速度的直流分量的低频分量。另外，速度推测装置101具备：第2角速度推测部22，根据模型偏差ε的特定的高频分量，运算第2推测角速度作为实际角速度的高频分量；以及加法器23，通过将第1推测角速度与第2推测角速度相加，来运算推测角速度速度推测装置101的特征在于具备第2角速度推测部22，第2角速度推测部22的详情后述。

模型偏差运算部11具备：电流推测器12，根据交流电动机2的电压矢量、电流矢量以及推测角速度运算并输出推测磁通矢量及推测电流矢量；减法器13，从推测电流矢量中减去电流矢量，运算并输出电流偏差矢量；以及偏差运算器14，将电流偏差矢量作为输入，将推测磁通矢量的正交分量作为标量抽出，将该值作为模型偏差输出。作为将推测磁通矢量的正交分量作为标量抽出的手法，已知将电流偏差矢量坐标变换至旋转二轴上的手法、和运算电流偏差矢量与推测磁通矢量的外积值的大小的手法。

电流推测器12根据交流电动机2的状态方程式，推测电流和磁通。在此，交流电动机2假设是一般的埋入磁体型同步交流电动机，但即使是埋入磁体型同步交流电动机以外的交流电动机2，只要状态方程式成立，则电流推测器12就能够用同样的方法推测电流。埋入磁体型同步交流电动机以外的交流电动机2能够例示为表面磁体型同步电动机或感应电动机。另外，在本申请中对旋转型电机进行说明，但在直动型电机中也能够应用同样的技术。其理由在于，能够解释为“直动型电机是转子半径无限大的旋转型电机”。

在埋入磁体型同步交流电动机的情况下，状态方程式如下述式(1)以及下述式(2)所示。其中，ld、lq表示d轴以及q轴的电感。r表示电枢电阻。ω表示初级角频率。ωr表示角速度。vds表示d轴电压。vqs表示q轴电压。ids表示d轴电流。iqs表示q轴电流。φds表示d轴定子磁通。φqs表示q轴定子磁通。φdr表示d轴转子磁通。记号“^”表示推测值。

[式11

[式2]

在此通过如下述式(3)所示来提供初级角频率。h41至h42表示观测器增益。

[式3]

上述式(1)以及上述式(2)是基于通常的感应电压的式，但即使对上述式(1)以及上述式(2)加上变形而以扩展感应电压的形式表现，也能够同样地计算。在上述式(1)中包括推测角速度所以在推测角速度与实际的角速度ωr不一致的情况下，在电流推测中产生误差。在此，如下述式(4)所示定义模型偏差ε，速度推测装置101以使模型偏差ε变为零的方式，使用第1角速度推测部21和第2角速度推测部22来调整推测角速度的值。

[式4]

实施方式1所涉及的速度推测装置101与以往的自适应观测器的不同点在于速度推测装置101具有第2角速度推测部22。以下，说明以往的自适应观测器。

图2是示出比较例所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。在图2中，示出通过使用以往的自适应观测器的无传感器矢量控制方式而工作的速度推测装置101a。速度推测装置101a的自适应观测器公开于日本特开2003-302413号公报，在速度推测装置101a中，试图仅用第1角速度推测部21将模型偏差ε调整为零。

在图2所示的速度推测装置101a中，第1角速度推测部21包括未图示的pi(proportionalintegral，比例积分)控制器以及积分器。速度推测装置101a通过下述式(5)，调整推测角速度kp表示第1角速度推测部21的比例增益。ki表示第1角速度推测部21的积分增益。s是拉普拉斯变换的算子，s表示微分的意思，1/s表示积分的意思。速度推测装置101a具有的第1角速度推测部21的结构是一个例子，也可以使用其他控制器。例如，根据日本特开2003-302413号公报，已公知不使用积分器而仅用pi控制而构成第1角速度推测部21的事例。

[式5]

此外，从推测角速度至模型偏差ε的传递函数ga(s)以在作为非专利文献的电气学会论文期刊“包括低速/再生区域的感应电动机的无速度传感器矢量控制法，，(d120卷2号平成12年)的226页而公知的，能够如下述式(6)那样用一阶滞后近似。

[式6]

图3是图2所示的速度推测装置的波特图。横轴表示频率，纵轴表示增益。以使低频的增益变高的方式，设计在图3中用虚线表示的(1)的第1角速度推测部21的传递函数。在(1)的传递函数中，频率越高，增益越减少。在低频中，增益以-40db/decade的比值减少，在比拐点高的频率中，以-20db/decade的比值减少。

在图3中用虚线表示的(2)的传递函数ga(s)与上述式(6)的传递函数ga(s)相当，具有从推测角速度至模型偏差ε的一阶滞后特性，所以在比截止角频率高的频率范围中，增益以-20db/decade的比值减少。

若将这2个传递函数相加，则能够得到如在图3中用实线表示的(3)的开环特性的传递函数。

如果能够将上述式(5)的pi控制增益、即第1角速度推测部21的比例增益kp和第1角速度推测部21的积分增益ki取得充分大，则能够正确地推测高的频率的速度脉动。但是，由于推测运算周期以及电机常数的误差的影响，增益受到制约。若过度提高增益，则易于受到高频杂音的影响，而无法适当地推测。因此，在比较例的速度推测装置101a中，难以捕捉高频的速度脉动。

图4是本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置的波特图。图4的(1)以及(2)的传递函数与图3的(1)以及(2)的传递函数相同。用单点划线表示的(3)的传递函数是图1所示的第2角速度推测部22的传递函数的特性。用实线表示的(4)的特性是将(1)至(3)的传递函数相加而得到的开环特性。图1所示的第2角速度推测部22是以捕捉高频的速度脉动的方式在特定的频率处具有峰值的控制器。速度推测装置101通过并用第1角速度推测部21和第2角速度推测部22而使开环特性变化。然后，第2角速度推测部22并非提高所有的高频的频率范围的增益，而是仅在由于周期干扰而预想会发生速度脉动的特定的频率频带中提高增益。由此，能够提高速度的推测精度。

图5是本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置的硬件结构图。虽然在图1中省略记载，但电压矢量相当于由作为图5所示的电压施加部3的电力变换器生成并输入到速度推测装置101的电压指令。另外，电流矢量是由图5所示的电流检测部4生成的。电流检测部4检测从未图示的驱动装置输出到交流电动机2的交流电流，将检测到的交流电流变换为dq坐标轴上的dq轴电流检测值。

速度推测装置101具备处理器901以及存储器902。存储器902具备以随机存取存储器(randomaccessmemory)为代表的未图示的易失性存储装置和以闪速存储器(flashmemory)为代表的未图示的非易失性的辅助存储装置。此外，存储器902也可以具备硬盘的辅助存储装置，代替易失性存储装置和非易失性的辅助存储装置。处理器901执行从存储器902输入的程序。存储器902具备辅助存储装置和易失性存储装置，所以从辅助存储装置经由易失性存储装置向处理器901输入程序。另外，处理器901既可以将运算结果的数据输出到存储器902的易失性存储装置，也可以经由易失性存储装置将所述数据保存在辅助存储装置中。

关于电压施加部3以及电流检测部4，研究了各种方式，但基本上可以使用任意的方式。此外，电压施加部3以及电流检测部4也可以设置于速度推测装置101的内部。另外，速度推测装置101也可以具有检测电压施加部3输出的电压矢量的电压检测单元。在这种情况下，也可以构成为电压施加单元将电压矢量的指令值发送到处理器901，与由电压检测单元检测出的电压有关的数值被发送到处理器901。电流检测部4也可以同样地构成为将检测出的数值发送到处理器901。

处理器901根据交流电动机2的电流矢量和电压矢量，运算推测角速度通过处理器901进行上述第2角速度推测部22的运算，能够高精度地推测周期干扰所致的速度脉动。此外，处理器901也可以兼用作交流电动机2的驱动装置。即，处理器901也可以构成为不仅进行速度推测，而且还计算使推测速度成为期望的值的电压指令矢量。关于以无位置传感器方式进行转矩控制的方法，以上述非专利文献为首，已公知各种方法。

图6a是示出图1所示的第1角速度推测部以及第2角速度推测部的详细结构的图。如在上述式(5)中说明那样，第1角速度推测部21具备：pi控制器24，其根据模型偏差ε，运算第1推测角加速度；以及积分器25，其对第1推测角加速度进行积分而输出第1推测角速度积分器25的输出的维度是速度，所以pi控制器24被称为第1角加速度推测部。如在图5的波特图中说明那样，推测第1推测角加速度，作为包含实际角速度的直流分量的低频分量。

另一方面，作为第2角加速度推测单元的第2角速度推测部22具备：第2角加速度推测部30，其根据周期干扰的频率fd和模型偏差ε，运算第2推测角加速度；以及积分器31，其对第2推测角加速度进行积分而输出第2推测角速度

第2角加速度推测部30具备：傅里叶系数运算器26，其对模型偏差ε的特定的高频率分量进行直流化而抽出；作为角速度辅助运算器的pi控制器27及pi控制器28，其根据由傅里叶系数运算器26抽出的高频分量，修正角加速度的推测误差；以及交流恢复器29，其将pi控制器27及pi控制器28的输出恢复为交流。此外，在此作为频率分析器使用傅里叶系数运算器26，但也可以例如使用如小波变换的其他种类的频率分析手法。

傅里叶系数运算器26抽出模型偏差ε的特定的高频率分量。在将周期干扰的频率设为fd的情况下，通过下述式(7)以及下述式(8)，计算模型偏差ε的余弦系数ec以及正弦系数es。t表示时间。

[式7]

[式8]

pi控制器27如下述式(9)那样对模型偏差ε的余弦系数ec进行pi控制。pi控制器28如下述式(10)那样对模型偏差ε的正弦系数es进行pi控制。交流恢复器29通过使用由pi控制器27进行pi控制后的余弦系数ec和由pi控制器28进行pi控制后的正弦系数es进行下述式(11)的运算，能够推测第2角加速度，作为实际角加速度的特定的高频分量。kp2表示第2角速度推测部22的比例增益，ki2表示第2角速度推测部22的积分增益，文字上的点表示微分的阶数。

[式9]

[式10]

[式11]

积分器31通过下述式(12)对由交流恢复器29推测出的第2角加速度进行积分而求出第2推测角速度运算第2推测角速度作为实际角速度的特定的高频分量。

[式12]

最终，角速度的推测式由下述式(13)表示。即，通过加法器23将由第1角速度推测部21运算出的第1推测角速度与由积分器31运算出的第2推测角速度相加，得到下述式(13)的推测角速度

[式13]

上述式(13)和上述式(5)的差异点在于在上述式(13)中使用第2推测角速度第2角速度推测部22将模型偏差ε的任意谐波拆分为正弦波和余弦波并直流化而抽出，以使其成为零的方式进行pi控制，将pi控制的输出恢复为交流，对其进行积分，从而推测实际角速度的高频分量，由此仅针对特定的频率的部分提高增益。因此，能够高精度地推测周期干扰所引起的速度的脉动分量，作为第2推测角速度此外，上述第2角速度推测部22采用一种重复控制器或者学习控制器的构造。因此，也可以代替上述第2角速度推测部22而使用其他种类的重复控制器、学习控制器。另外，如在实施方式2中详述那样，也可以省略图6a的积分器31而将交流恢复器29的输出处置为第2推测角速度。

图7a是示出图2所示的以往的交流电动机的速度推测装置所得到的仿真结果的图，图7b是示出本发明的实施方式1所涉及的交流电动机的速度推测装置所得到的仿真结果的图。图7a以及图7b的各个的纵轴表示角速度，横轴表示时间。

在以往的速度推测装置101a中，在由于周期干扰产生高频的速度脉动的情况下，如图7a所示，相对于用虚线表示的实际的角速度ωr，用实线表示的推测角速度的相位滞后。另外，在实际的角速度ωr与推测角速度之间还产生振幅的误差。这样，在以往的速度推测装置101a中，速度推测精度低。

对此，在实施方式1所涉及的速度推测装置101中，如图7b所示，减少实际的角速度ωr与推测角速度之间的相位差，还减少实际的角速度ωr与推测角速度之间的振幅差。即，在实施方式1所涉及的速度推测装置101中，角速度的推测误差大幅减少，角速度的推测精度提高。此外，图7a与图7b的各个所示的实际的角速度ωr的振幅多少不同的理由在于，在速度推测装置101中，由于推测角速度的相位滞后，对速度控制造成恶劣影响。在实施方式1所涉及的速度推测装置101中，不仅能够高精度地推测速度，而且在将其用于控制的情况下，有助于提高控制性能。

另外，实施方式1所涉及的速度推测装置101中的角速度的推测方式的另1个特征点在于，不进行微分运算而推测角加速度。为了根据角速度求出角加速度，通常需要微分运算，但在微分运算中易产生噪声。一般而言，为了避免微分噪声的影响，使用低通滤波器，但低通滤波器会导致高频范围的角加速度的推测精度劣化。实施方式1所涉及的速度推测装置101由于不进行微分而求出角加速度，所以在实施方式1所涉及的速度推测装置101中，得到噪声的影响小的波形，易于进行后述的速度脉动抑制控制。

实施方式2.

图6b是示出本发明的实施方式2所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。实施方式1、2的不同点在于，在实施方式2所涉及的速度推测装置101中，省略了实施方式1所涉及的速度推测装置101的结构中的积分器25和积分器31。具体而言，在实施方式2所涉及的速度推测装置101中，代替第1角速度推测部21而使用第1角速度推测部21a，代替第2角速度推测部22而使用第2角速度推测部22a，在第1角速度推测部21a中，省略了积分器25，在第2角速度推测部22a中，省略了积分器31。

在第2角速度推测部22a中，pi控制器27如下述式(14)那样对模型偏差ε的余弦系数ec进行pi控制。kp3表示第2角速度推测部22a的比例增益，ki3表示第2角速度推测部22a的积分增益。

[式14]

另外，pi控制器28如下述式(15)那样对模型偏差ε的正弦系数es进行pi控制。

[式15]

交流恢复器29通过使用由pi控制器27进行pi控制后的余弦系数ec和由pi控制器28进行pi控制后的正弦系数es来进行下述式(16)的运算，由此能够推测第2角速度，作为实际角速度的特定的高频分量。

[式16]

在实施方式2中，最终，角速度的推测式由下述式(17)表示。kp4表示第1角速度推测部21a的比例增益，ki4表示第1角速度推测部21a的积分增益。即，通过加法器23将由第1角速度推测部21a运算出的第1推测角速度与由交流恢复器29运算出的第2推测角速度相加，得到下述式(17)的推测角速度

[式17]

如上所述，在日本特开2003-302413号公报中的以往例中，已公知不使用积分器25而仅用pi控制构成第1角速度推测部21的事例。与之同样地，还能够不使用积分器31而构成第2角速度推测部22。即使在构成图6b所示的速度推测装置101的情况下，也与实施方式1所涉及的速度推测装置101同样地，与不具有积分器25的上述以往例相比，能够更正确地推测高频的速度脉动。其理由与在实施方式1中说明的内容重复，所以省略说明。

作为与实施方式2类似的示例，还考虑第1角速度推测部21具备积分器25且第2角速度推测部22不具备积分器31的结构、第1角速度推测部21不具备积分器25且第2角速度推测部22具备积分器31的结构。

就速度的推测精度而言，实施方式2不如实施方式1，但就推测运算所需的运算量而言，与省略的积分运算的量相对应地，实施方式2更有利。因此，在图5所示的处理器901的运算性能低，希望哪怕少也想减少计算量的情况下，实施方式2的结构更合适。但是，在进行在实施方式6中说明的速度脉动抑制控制的情况下，实施方式1所涉及的速度推测装置101的结构更合适，详情后述。

实施方式3.

图8是示出本发明的实施方式3所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。实施方式1、3的不同点在于，实施方式2所涉及的速度推测装置101除了实施方式1所涉及的速度推测装置101的结构以外还具备抑制频率决定部32。

被施加到交流电动机2的周期干扰的大部分与交流电动机2的角速度同步。在单旋转型的制冷剂压缩机中，机械角速度的1f分量的振动非常大。在将压缩室增加到2个的双旋转型的制冷剂压缩机中，机械角速度的2f分量的振动大。在滚动型的压缩机中，在其构造上，振动的峰值分散，但电气角1f、2f、3f的振动比较大。交流电动机2的感应电压的畸变、或者电力变换器的上下短路防止时间所引起的输出电压误差成为电气角频率的6f的振动的原因。电流检测器的偏移以及增益失衡分别成为电气角1f的振动以及电气角2f的振动的原因。这样，周期干扰的频率fd大多表示为交流电动机2的角速度的函数。

实施方式3所涉及的速度推测装置101设想周期干扰的频率fd与交流电动机2的角速度同步地变化而具备抑制频率决定部32。抑制频率决定部32根据从加法器23输出的推测角速度计算周期干扰的频率fd。周期干扰的频率fd大多表示为交流电动机2的角速度的函数，所以在此将周期干扰的频率fd与交流电动机2的角速度ωr的比率fd/ωr设为γ。γ根据周期干扰的发生主要因素不同而为不同的值。例如，在周期干扰是机械角速度的1f振动的情况下，γ＝1/(2πpm)，在周期干扰是电气角速度的6f振动的情况下，γ＝6/(2π)。其中，pm表示交流电动机的极对数的意思。m是大于或等于1的自然数。

抑制频率决定部32通过对推测角速度乘以由周期干扰的发生主要因素决定的比率γ，来决定周期干扰的频率fd、即抑制频率。速度推测装置101的设计者可以任意地决定抑制被施加到交流电动机2的各种周期干扰中的哪个周期干扰要素。通常，设计成抑制对速度推测的影响大的周期干扰要素。由抑制频率决定部32计算出的周期干扰的频率fd用于傅里叶系数运算器26的运算。由此，即使在交流电动机2的速度变化的情况下，也能够进行正确的速度推测。

实施方式4.

图9是示出本发明的实施方式4所涉及的交流电动机的速度推测装置的结构的图。在实施方式4中，说明速度由于多个频率的周期干扰而脉动的情形。实施方式4所涉及的速度推测装置101除了第2角速度推测部22以外，还具备第3角速度推测部33，所述第2角速度推测部22运算第2推测角速度作为由于第1周期干扰产生的实际角速度的第1高频分量，所述第3角速度推测部33运算第3推测角速度作为由于第2周期干扰产生的实际角速度的第2高频分量。第3角速度推测部33的结构与第2角速度推测部22的结构相同，但在向第2角速度推测部22输入第1周期干扰的频率，而向第3角速度推测部33输入第2周期干扰的频率的方面不同。此外，在图5所示的处理器901的运算处理能力有富余的情况下，也可以在速度推测装置101中对更多的角速度推测部进行并联化。在图9中，具备减少第(n-1)周期干扰所致的速度推测误差的第n角速度推测部34。其中，n是大于或等于3的正整数。

通过这样对多个角速度推测部进行并联化，即使在被施加多个频率的周期干扰的情况下，也能够提高速度的推测精度。

实施方式5.

图10是示出本发明的实施方式5所涉及的交流电动机的驱动装置的结构的图。以下，存在将实施方式5所涉及的交流电动机的驱动装置简称为驱动装置102的情况。驱动装置102具备：实施方式1、实施方式2或实施方式3所涉及的速度推测装置101；速度控制部5；作为电压施加部的转矩控制部6；加法器7；以及补偿转矩运算部8，其生成减轻由于周期干扰产生的速度脉动的补偿转矩信号。在速度控制部5中一般使用pid控制器，速度控制部5以使速度偏差变为零的方式，根据速度偏差进行比例、积分以及微分操作，生成转矩指令。通过速度偏差＝角速度指令-推测角速度来求出上述速度偏差。此外，在速度控制部5中，既有根据角速度指令通过前馈来生成转矩指令的情况，也有并用pid控制器和前馈控制器的情况。转矩控制部6内包图5所示的电压施加部3。

此外，在实施方式5中，速度推测装置101具备将第1推测角加速度与第2推测角加速度相加而运算推测角加速度的加法器35。补偿转矩运算部8具备根据由速度推测装置101运算出的推测角加速度来推测干扰转矩的干扰转矩推测部(未图示)，根据由干扰转矩推测部推测出的干扰转矩，生成补偿转矩信号。

另外，驱动装置102具备检测在交流电动机2中流过的电流的未图示的电流检测部。该电流检测部相当于图5所示的电流检测部4。

在实施方式5中，说明利用干扰观测器的对速度脉动的补偿。驱动装置102在仅通过速度控制部5无法抑制速度脉动时，通过补偿转矩运算部8进行脉动补偿。在转矩控制部6能够按照指令值控制转矩的情况下，交流电动机2的角速度ωr用下述式(18)表示。其中，j表示惯性，τ^＊表示转矩指令，τl是负载转矩，s是拉普拉斯变换的算子。

[式18]

通过将上述式(18)变形，得到下述式(19)。

[式19]

τl＝τ^*-sjωr…(19)

上述式(19)是负载转矩τl的方程式。如果惯性已知，则能够根据推测角加速度和转矩指令τ^＊计算负载转矩τl。补偿转矩运算部8内的干扰转矩推测部(未图示)根据负载转矩τl和由加法器35运算出的推测角加速度，来推测负载转矩τl。也可以还具备在进行上述式(19)的计算时如由于交流电动机2的温度变化或特性偏差而指令转矩与电机实际发生的发生转矩不一致的情况下测定发生转矩的发生转矩测定单元。

补偿转矩运算部8根据推测负载转矩，决定补偿速度脉动的补偿转矩。如果希望使速度脉动变为零，则使负载转矩τl与转矩指令τ^＊一致即可，所以将通过上述式(19)推测出的负载转矩τl作为补偿转矩，与转矩指令τ^＊相加即可。通常，为了降低针对噪声的灵敏度，针对推测负载转矩使用低通滤波器，确保控制系统的稳定性。此外，在希望仅消除推测出的负载转矩τl中的特定的高频率的周期干扰分量的情况下，也可以使用带通滤波器。此外，在傅里叶级数展开中仅抽出特定的高频率分量，恢复为交流，也能得到与带通滤波器同样的效果。

这样的补偿转矩的运算方法在使用位置传感器的控制中是极其一般的方法，但在以往的无位置传感器控制中无法使用。其理由在于，在以往的无位置传感器控制中无法高精度地捕捉高频的速度脉动。

实施方式5所涉及的驱动装置102通过使用实施方式1、实施方式3或实施方式4所涉及的速度推测装置101，能够高精度地捕捉高频的速度脉动。因此，在无位置传感器控制中也能够使用上述补偿转矩的运算方法，能够减少速度脉动。

另外，在实施方式5中，周期干扰是与交流电动机2连接的机械负载装置的负载转矩脉动，实施方式5所涉及的补偿转矩运算部8抑制由于该负载转矩脉动而产生的速度脉动。

另外，在实施方式5中，周期干扰是因电压施加部的短路防止时间而产生的转矩波动、交流电动机2的感应电压的畸变所引起的转矩波动、电流检测部4的偏移误差所引起的转矩波动、以及电流检测部4的电流检测增益误差所引起的转矩波动中的任意个，补偿转矩运算部8抑制由于该转矩波动产生的速度脉动。由此，无需事先调整就能够抑制高频的速度脉动。

实施方式6.

图11是示出本发明的实施方式6所涉及的交流电动机的驱动装置的结构的图。实施方式5与实施方式6的不同点在于，在实施方式6所涉及的驱动装置102中，代替实施方式5所涉及的驱动装置102的补偿转矩运算部8，而使用以抑制速度脉动的方式工作的速度脉动抑制部9。

速度脉动抑制部9根据由速度推测装置101运算出的推测角速度生成作为减轻由于周期干扰产生的速度脉动的补偿转矩信号的补偿转矩τ^＊rip。速度脉动抑制部9具备速度脉动运算器91、pi控制器92、pi控制器93以及交流恢复器94。在实施方式6中，说明使用角加速度振幅的对速度脉动的补偿。

首先，在速度脉动运算器91中，计算速度脉动的振幅。虽然也可以将推测速度原样地傅里叶级数展开，但由于后述理由，按照以下的步骤进行计算。在此，设为用下述式(20)提供速度脉动ωrip。在如下述式(21)对由第2角速度推测部22求出的推测加速度进行积分，若对下述式(20)以及下述式(21)进行系数比较，则可知能够根据下述式(22)求出作为速度脉动的余弦分量的余弦系数能够根据下述式(23)求出作为正弦分量的余弦系数

[式20]

ωrip＝ωc·cos(2πfdt)+ωs·sin(2πfdt)…(20)

[式21]

[式22]

[式23]

以使这些值变为零的方式，进行下述式(24)、下述式(25)的pi控制运算，决定补偿转矩τ^＊rip的振幅tc、ts。其中，kp3表示速度脉动抑制部9的比例增益，ki3表示速度脉动抑制部9的积分增益。

[式24]

[式25]

若对上述式(20)的速度脉动ωrip进行微分，则可知在转矩脉动与速度脉动之间存在90度的相位差。因此，像下述式(26)那样，使相位超前90度来决定补偿转矩τ^＊rip。

[式26]

通过进行这样的控制，在无位置传感器控制中也能够减轻高频的速度脉动。该速度脉动抑制的原理与专利文献1的方式类似，但在以往的无位置传感器控制中无法正确地推测高频的速度脉动，所以难以组合专利文献1的手法。如果没有实施方式1至4所涉及的速度推测装置101，则难以抑制高频的速度脉动。

另外，在实施方式6中，为了提高速度脉动抑制控制的效果，付出了以下的努力。在专利文献1中，对速度进行傅里叶级数展开来进行控制，但在想要将推测速度原样地傅里叶级数展开时，不仅计算量增加，而且与计算相伴的控制滞后时间也增加，难以提高控制增益。因此，在实施方式6所涉及的驱动装置102中，用上述式(22)以及上述式(23)所示的单纯的计算式计算速度脉动。

另外，专利文献1的补偿转矩τ^＊rip的运算式通过下述式(27)表示。但是，在专利文献1中，未考虑转矩脉动与速度脉动之间的相位差，所以相位裕度变小，难以抑制高频的速度脉动。

[式27]

因此，实施方式6所涉及的驱动装置102构成为通过如上述式(26)那样考虑相位差来决定补偿转矩τ^＊rip，确保相位裕度来使速度脉动抑制控制稳定化。

图12a是示出专利文献1公开的速度控制方法所得到的仿真结果的图，图12b是示出本发明的实施方式6所涉及的交流电动机的驱动装置所得到的仿真结果的图。图12a以及图12b的各个的纵轴表示速度偏差的振幅，横轴表示频率。图12a以及图12b是比较使发生机械角1f的负载转矩脉动的制冷剂压缩机高速旋转时的速度脉动的fft结果的图。在以消除机械角1f的速度脉动的方式进行控制系统的设计时，通过实施方式5的控制，机械角1f的速度脉动减少。在图12b中，以机械角1f的负载转矩脉动为目标，但本发明针对其他频率的周期干扰也有效。另外，如果希望同时抑制多个周期干扰的影响，则也可以对速度脉动抑制部9进行并联化。

如以上说明，根据实施方式1至4所涉及的速度推测装置101，通过具备第1角速度推测部21以及第2角加速度推测部30，能够高精度地推测高频的速度脉动，并且，根据实施方式5、6所涉及的驱动装置102，无需事先调整就能够补偿该速度脉动。

实施方式7.

图13是示出本发明的实施方式7所涉及的制冷剂压缩机的结构的图。实施方式7所涉及的制冷剂压缩机200具备实施方式6所涉及的驱动装置102和压缩机构2a。图13所示的压缩机构2a具备交流电动机2、杆(shaft)201以及压缩部202。实施方式7所涉及的制冷剂压缩机200为了减轻交流电动机2的速度脉动，具备实施方式6所涉及的第2角速度推测部22以及速度脉动抑制部9。

接下来，使用图14，具体说明压缩机构2a的构造和负载转矩。

图14是图13所示的压缩机构的剖面图。在此说明旋转活塞式的压缩机构2a，但在实施方式7所涉及的制冷剂压缩机200中使用的压缩机构2a不限定于旋转活塞式，也可以是滚动式的压缩机。

压缩机构2a具备：密闭容器211；交流电动机2，内置于密闭容器211；杆201，一端贯通构成交流电动机2的转子2-1；压缩部202，杆201的另一端贯通并被固定到密闭容器211的内侧；吸入管203，设置于密闭容器211；以及排出管204，设置于密闭容器211。

交流电动机2的定子2-2通过热装、冷装、或者焊接被安装并保持于密闭容器211。对定子2-2的线圈2-3经由未图示的电线供给电力。转子2-1隔着间隙2-4配置于定子2-2的内侧，经由转子2-1的中心部的杆201，通过未图示的轴承以旋转自如的状态被保持。

在这样构成的压缩机构2a中，通过交流电动机2驱动，经由吸入管203吸入到压缩部202内的制冷剂被压缩，压缩后的制冷剂从排出管204排出。在压缩机构2a中，大多采用交流电动机2浸入到制冷剂中的构造，温度变化剧烈，所以难以向交流电动机2安装位置传感器。因此，在制冷剂压缩机200中，必须通过无位置传感器驱动来驱动交流电动机2。

图15是示出图13所示的压缩部的结构的图。压缩部202具有环状的汽缸212、和与杆201一体且旋转自如地形成而配置于汽缸212的内侧的活塞205、以及设置于汽缸212的内周部的压缩室213。

汽缸212具备：吸入口206，与图14所示的吸入管203连通；以及排出口207，排出压缩后的制冷剂。吸入口206以及排出口207与压缩室213连通。另外，汽缸212具备：叶片210，将压缩室213划分为通到吸入管203的低压室和通到排出口207的高压室；以及弹簧209，对叶片210施力。

杆201将交流电动机2与活塞205相互连接。活塞205偏心，排出侧和吸入侧的容积因旋转角度而变化。若从吸入口206吸入的制冷剂被活塞205压缩，压缩室213的压力升高，则排出阀208打开，从排出口207排出制冷剂。与排出制冷剂的同时，制冷剂流入到吸入侧。在使交流电动机2继续旋转时，活塞205的机械角每旋转1周，则排出一次制冷剂。

图16是示出图15所示的旋转活塞式的压缩机构中的负载转矩的波形的图。图16的纵轴表示负载转矩，横轴表示作为活塞205的机械角的旋转角度。在图16中，示出负载转矩相对于活塞205的机械角的变动。在图15中，示出1个压缩室213，但也可以在汽缸212中设置多个压缩室213。在此，将压缩室213的数量设为k。在k＝1、即压缩室213是1个的情况下的负载转矩以机械角周期大幅振动。虽然负载转矩波形中也包含二次以及三次的高次谐波，但一次的振动最大。

在设置多个压缩室213的情况下，通过将活塞205的角度移位来设置，能够减小负载转矩脉动。压缩室213的数量越多，能够得到脉动越小的波形，但在构造上变得复杂并且成本增加。负载转矩脉动的周期与压缩室213的数量成反比例地缩短。在k＝2、即压缩室213是2个的情况下的负载转矩，二次的高次谐波分量变大，在k＝3、即压缩室213是3个的情况下的负载转矩，三次的高次谐波分量变大。

压缩机构2a的负载转矩脉动对交流电动机2成为周期干扰，所以成为速度脉动的主要因素。一般已知在压缩机构2a中速度脉动大时，噪音以及振动变大。

但是，负载转矩脉动以及速度脉动的频率由压缩机构2a的构造决定，所以是已知的。实施方式7所涉及的制冷剂压缩机200利用这种情况来构筑图13所示的控制系统。制冷剂压缩机200通过第2角速度推测部22高精度地推测速度脉动的特定频率分量，在速度脉动抑制部9中运算用于抑制该脉动的补偿转矩τ^*rip。由此，即使不事先进行调整，也能够减少速度脉动。由于无需事先调整，因此能够大幅降低出厂前的调整成本，非常有用。

此外，在实施方式7中，说明了使用实施方式6所涉及的驱动装置102以及压缩机构2a的制冷剂压缩机200的结构示例，但实施方式7所涉及的制冷剂压缩机200也可以代替它们而使用实施方式5所涉及的第2角速度推测部22以及补偿转矩运算部8，即使在这样构成的情况下，也能够得到同样的效果。

实施方式8.

图17是示出本发明的实施方式8所涉及的冷冻循环装置的结构的图。图17所示的冷冻循环装置300具备：交流电动机的驱动装置102；压缩机构2a；冷凝器301，其经由配管305与压缩机构2a连接；受液器302，其经由配管305与冷凝器301连接；膨胀阀303，其经由配管305与受液器302连接；以及蒸发器304，其经由配管305与膨胀阀303连接。蒸发器304与吸入管203连接。

通过将压缩机构2a、冷凝器301、受液器302、膨胀阀303、蒸发器304以及吸入管203用配管305连接，压缩机构2a、冷凝器301、受液器302、膨胀阀303、蒸发器304以及吸入管203构成制冷剂循环的冷冻循环回路306。在冷冻循环回路306中，重复制冷剂的蒸发、压缩、冷凝以及膨胀这样的工序，重复制冷剂从液体到气体、或者从气体到液体的变化的同时，进行热的转移。

说明构成冷冻循环装置300的各设备的功能。蒸发器304在低压的状态下使制冷剂液蒸发，从周围吸取热，具有冷却作用。压缩机构2a为了使制冷剂冷凝对制冷剂气体进行压缩而变为高压的气体。压缩机构2a被实施方式4、5所涉及的驱动装置102驱动。冷凝器301释放热而使高压的制冷剂气体冷凝，变为制冷剂液。膨胀阀303为了使制冷剂蒸发，将制冷剂液节流而膨胀，变为低压的液体。受液器302是为了调节循环的制冷剂量而设置的，在小型的装置中也可以省略。

一般而言，针对冷冻循环装置，需要提高静音性和降低成本。在家庭用的冷冻循环装置中，特别地低成本化的需求高，大多使用单旋转压缩机。单旋转压缩机是指在图14以及图15中说明的旋转压缩机，并且是仅具备1个压缩室213的类型的压缩机。旋转压缩机由于负载转矩脉动非常大，所以振动以及噪音经常变大。另一方面，如上所述，在以往的前馈控制方式中，为了抑制振动以及噪音，需要繁杂的控制调整。

实施方式8所涉及的冷冻循环装置300由于驱动装置102以使速度脉动自动地变为零的方式进行反馈控制，所以能够大幅降低出厂前的调整所花费的成本。另外，根据实施方式8，通过反馈控制抑制速度脉动，还能够灵活地应对制造时的偏差、电机的常数变动、以及压缩机的负载条件的变化，从而能够实现环境适应性高的冷冻循环装置300。

以上的实施方式所示的结构是示出本发明的内容的一个例子，既能够与其他公知的技术结合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围内将结构的一部分省略、变更。