本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种开关电源电路。
背景技术：
图1示出了传统的反激开关电源电路的电路图。图2示出了图1所示的脉宽调制控制芯片(PWM IC)的结构框图。这里，为了说明的目的，图1所示的反激开关电源电路被实现为带同步整流的反激电流模式的脉宽调制(PWM)恒压系统。
如图1所示，在变压器T1的副边侧，分压电阻对输出电压VO进行分压得到输出电压表征信号，并将输出电压表征信号传送到TL431；TL431基于输出电压表征信号和其内部的基准电压生成误差放大信号，并经由光耦将误差放大信号传送到位于变压器T1的原边侧的PWM IC的FB端子。
如图2所示，在位于变压器T1的原边侧的PWM IC中，基于经由FB端子接收的误差放大信号和经由CS端子接收的表征变压器T1的储能状态的储能状态表征信号生成PWM控制信号，然后基于PWM控制信号生成栅极驱动信号，用于驱动连接在变压器T1的原边绕组和电流采样电阻Rs之间的功率开关M1的导通与关断。
进一步地，如图1所示，在变压器T1的副边侧，同步整流控制芯片(SR IC)通过VD端子检测变压器T1是否处于续流状态(即，将变压器T1中储存的能量释放到反激开关电源电路的输出端的状态)；如果SR IC检测到变压器T1处于续流状态，则控制功率开关M2导通；如果SR IC检测到变压器T1续流结束或功率开关M1导通，则控制功率开关M2关断。
由于位于变压器T1的原边侧的PWM IC和位于变压器T1的副边侧的SR IC分别独立控制功率开关M1和M2的导通与关断，所以在某些条件下(例如，动态负载切换或者短路等条件下)，位于变压器T1的原边侧的功率开关M1和位于变压器T1的副边侧的功率开关M2有可能在短时间内同时导通，导致瞬间峰值电流非常大而损坏功率开关或者引起炸机问题。
技术实现要素：
鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种新颖的开关电源电路。
根据本发明实施例的一种开关电源电路，包括变压器、位于变压器的原边侧的第一控制芯片、位于变压器的副边侧的第二控制芯片、连接在变压器的原边绕组与第一电阻之间并经由第一电阻连接到参考地的第一功率开关、以及连接在变压器的副边绕组与地之间的第二功率开关，其中：第一控制芯片通过对变压器的辅助绕组上的电压进行采样来生成表征开关电源电路的输出电压的第一输出电压表征信号，通过对第一电阻上的电压进行采样来生成表征变压器的储能状态的储能状态表征信号，并根据第一输出电压表征信号和储能状态表征信号来控制第一功率开关的导通与关断；第二控制芯片通过对开关电源电路的输出电压进行采样来生成表征开关电源电路的输出电压的第二输出电压表征信号，通过对第二功率开关的漏极电压进行采样来生成表征变压器的退磁状态的退磁状态表征信号，并根据第二输出电压表征信号和退磁状态表征信号来控制第二功率开关的导通与关断。
根据本发明实施例的开关电源电路无需使用TL431和光耦器件即可使得位于变压器的副边侧的第二控制芯片与位于变压器的原边侧的第一控制芯片协同工作，因此节省了系统成本。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了传统的反激开关电源电路的电路图。
图2示出了图1所示的脉宽调制控制芯片的结构框图。
图3示出了根据本发明实施例的开关电源电路的电路图。
图4示出了图3所示的控制芯片Sec_IC的结构框图。
图5示出了图3所示的控制芯片Pri_IC的结构框图。
图6示出了图4和图5所示的芯片内部以及芯片端子处的一些信号的时序图。
图7示出了根据本发明实施例的开关电源电路的应用示例的电路图。
图8和图9分别示出了图7所示的控制芯片Sec_IC的示例结构框图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
图3示出了根据本发明实施例的开关电源电路的电路图。图4示出了图3所示的控制芯片Sec_IC的结构框图。图5示出了图3所示的控制芯片Pri_IC的结构框图。下面结合图3至图5，详细描述根据本发明实施例的开关电源电路的工作原理。
如图3所示，根据本发明实施例的开关电源电路包括变压器T1、位于变压器T1的原边侧的控制芯片Pri_IC、位于变压器T1的副边侧的控制芯片Sec_IC、连接在变压器T1的原边绕组与电流采样电阻Rs之间并经由电流采样电阻Rs连接到参考地的功率开关M1、以及连接在变压器T1的副边绕组与地之间的功率开关M2。
在图3所示的开关电源电路中，控制芯片Pri_IC通过对变压器T1的辅助绕组上的电压进行采样来生成表征开关电源电路的输出电压VO的第一输出电压表征信号，通过对电流采样电阻Rs上的电压Vcs进行采样来生成表征变压器T1的储能状态的储能状态表征信号，并根据第一输出电压表征信号和储能状态表征信号来控制功率开关M1的导通与关断。
在图3所示的开关电源电路中，控制芯片Sec_IC通过对开关电源电路的输出电压VO进行采样来生成表征开关电源电路的输出电压VO的第二输出电压表征信号，通过对功率开关M2的漏极电压进行采样来生成表征变压器T1的退磁状态的退磁状态表征信号，并根据第二输出电压表征信号和退磁状态表征信号来控制功率开关M2的导通与关断。这里，控制芯片Sec_IC将图1所示的SR IC和TL431集成在一起，并且集成了PWM控制功能。
当交流输入电压(AC IN)接入图3所示的开关电源电路时，电磁干扰(EMI)滤波器对交流输入电压进行滤波，整流桥将经过滤波的交流输入电压整流成直流输入电压；该直流输入电压通过启动电阻Rst对电容Cd充电；当电容Cd上的电压(即，控制芯片Pri_IC的VDD端子处的电压)高于控制芯片Pri_IC的欠压锁定(UVLO)电压时，控制芯片Pri_IC开始工作。
当控制芯片Pri_IC的VDD端子处的电压超过控制芯片Pri_IC的UVLO电压时，控制芯片Pri_IC中的振荡器开始工作，触发控制芯片Pri_IC中的RS触发器的输出置“1”，控制芯片Pri_IC的GATE端子处的电压为高电平，功率开关M1导通，变压器T1储能，电流采样电阻Rs上的电压Vcs(即，控制芯片Pri_IC的CS端子处的电压或储能状态表征信号)逐渐增大。当控制芯片Pri_IC的CS端子处的电压Vcs达到阈值Vthocp时，控制芯片Pri_IC中的比较器CMP1输出高电平，触发控制芯片Pri_IC中的RS触发器的输出置“0”，控制芯片Pri_IC的GATE端子处的电压为低电平，功率开关M1关断，变压器T1中储存的能量释放到开关电源电路的输出端。上述过程一直重复，开关电源电路的输出电压VO逐渐升高。
当开关电源电路的输出电压VO超过控制芯片Sec_IC的UVLO电压时，控制芯片Sec_IC开始工作。这里，控制芯片Pri_IC通过检测其INV端子处的电压(即，第一输出电压表征信号)可以判断开关电源电路的输出电压VO是否超过控制芯片Sec_IC的UVLO电压。当控制芯片Pri_IC检测到开关电源电路的输出电压VO超过控制芯片Sec_IC的UVLO电压时(即，控制芯片Sec_IC开始工作)，使得控制芯片Pri_IC中的振荡器停止工作从而控制功率开关M1关断。当控制芯片Pri_IC检测到开关电源电路的输出电压VO没有超过控制芯片Sec_IC的UVLO电压时，按照上述过程控制功率开关M1的导通与关断。这里，控制芯片Pri_IC的INV端子处的电压是分压电阻R3和R4对变压器T1的辅助绕组上的电压进行分压得到的。
当控制芯片Sec_IC的VDD端子处的电压超过控制芯片Sec_IC的UVLO时，控制芯片Sec_IC开始工作。控制芯片Sec_IC经由其VD端子检测功率开关M2的漏极电压来生成表征变压器T1的退磁状态的退磁状态表征信号。在变压器T1处于退磁状态时，退磁状态表征信号demag为高电平，控制芯片Sec_IC的DRV端子处的电压为高电平，功率开关M2导通，同时退磁状态表征信号demag的上升沿复位控制芯片Sec_IC中的斜坡生成器。在变压器T1不处于退磁状态时，控制芯片Sec_IC根据退磁状态表征信号和控制芯片Sec_IC经由其VFB端子接收的分压电阻R1和R2对开关电源电路的输出电压VO进行分压得到的电压(即，第二输出电压表征信号)来控制功率开关M2的导通与关断。具体地，在变压器T1不处于退磁状态时，控制芯片Sec_IC中的gm误差放大器基于控制芯片Sec_IC的VFB端子处的电压和芯片内部的基准电压Vref生成误差放大信号；控制芯片Sec_IC中的比较器将该误差放大信号和芯片内部的斜坡电压Vramp进行比较生成PWM/PFM(脉冲频率调制)控制信号；退磁状态表征信号demag为低电平，当芯片内部的斜坡电压Vramp上升到控制芯片Sec_IC的COMP端子处的电压(即，控制芯片Sec_IC中的gm误差放大器生成的误差放大信号)时，比较器cmp的输出为“1”，触发RS触发器的输出置“1”，RS触发器的输出通过oneshot产生固定宽度(例如，300ns)的pwm-on信号，功率开关M2导通。这里，在变压器T1退磁结束时，在没有生成pwm-on信号的时段中，功率开关M2关断。
图6示出了图4和图5所示的芯片内部以及芯片端子处的一些信号的时序图。如图6所示，控制芯片Sec_IC的DRV端子处的固定时间脉冲，会在变压器T1的原边侧的控制芯片Pri_IC的INV端子上激励出一个相同时间宽度的退磁信号。如图6所示，在真实的退磁结束后，如果控制芯片Pri_IC通过其INV端子检测到一个固定时间的退磁信号，则在此固定时间的退磁信号结束后将其GATE端子的输出置“1”以控制功率开关M1导通；当检测到功率开关M1流过的电流超过一定值后，即CS端子处的电压Vcs超过阈值Vthocp时，控制芯片Pri_IC将其GATE端子的输出置“0”以控制功率开关M1关断。
通过以上方式，在变压器T1的副边侧实现了同步整流控制，并且通过控制同步整流开关M2的导通与关断将恒压模式PWM/PFM控制信号传递到变压器T1的原边侧，变压器T1的原边侧接收到PWM/PFM控制信号后开通原边侧的功率开关M1来传递能量，从而实现了二次侧控制恒压模式功能。也就是说，根据本发明实施例的开关电源电路无需使用TL431和光耦器件即可使得控制芯片Pri_IC与控制芯片Sec_IC协同工作，因此节省了系统成本。
在根据本发明实施例的开关电源电路中，功率开关M1在功率开关M2关断后才导通，因此确保了功率开关M1和功率开关M2不会同时导通，解决了传统的反激开关电源电路中原边功率开关和副边功率开关在某些条件下(比如，动态负载切换或者短路条件下)共通问题引起的功率管损坏或者炸机问题。
图7示出了根据本发明实施例的开关电源电路的应用示例的电路图。如图7所示，控制芯片Sec_IC的CC端子通过外接电阻R5用于调节恒流点大小，控制芯片Sec_IC的ICOMP端子通过外接电容用于恒流(CC)环路补偿，控制芯片Sec_IC的VCOMP通过外接电容用于恒压(CV)环路补偿。
图8示出了图7所示的控制芯片Sec_IC的示例结构框图。当图8所示的控制芯片Sec_IC工作在CV模式时，误差放大器Gm_cc的输出电压(即，控制芯片Sec_IC的ICOMP端子处的电压)为“0”，比较器cmp2的输出电压一直为“1”。因此，图8所示的控制芯片Sec_IC的工作模式和图4所示的控制芯片Sec_IC相同，负载越大，图8所示的控制芯片Sec_IC的VCOMP端子处的电压越低，系统工作频率越高，负载越小，图8所示的控制芯片Sec_IC的VCOMP端子处的电压越高，系统工作频率越低；当图8所示的控制芯片Sec_IC工作在CC模式时，误差放大器Gm_cv的输出电压(即，控制芯片Sec_IC的VCOMP端子处的电压)为“0”，比较器cmp1的输出电压一直为“1”，因此控制芯片Sec_IC的ICOMP端子处的电压大小决定了系统工作频率。
图9示出了图7所示的控制芯片Sec_IC的另一示例结构框图。在图9所示的控制芯片Sec_IC中，通过DP/DN端子或者CC1/CC2端子和负载设备沟通来改变参考阈值vref_cv或者vref_cc的大小，从而改变开关电源电路的输出电压VO的大小或者输出恒流值大小来实现快冲模式。
应该理解的是，上述控制方式并不仅限于反激开关电源电路，也可以应用于FORWARD、BUCK、BOOST等架构的开关电源电路。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。